パルス回路-クイックガイド

A Signal情報を伝えるだけでなく、回路の状態も表します。回路の機能は、それが生成する信号によって調べることができます。したがって、このチュートリアルは、シグナルの簡単な紹介から始めます。

電子信号

電子信号は、私たちが遭遇する通常の信号に似ており、何かを示したり、何かについて情報を提供したりします。電子信号のグラフィック表現は、信号の振幅や位相などのパラメータの周期的な変化に関する情報を提供します。また、電圧、周波数、期間などに関する情報も提供します。

この表現は、伝達される情報または受信される信号に何らかの形をもたらします。このような信号の形状は、特定のバリエーションに従って形成された場合、正弦波信号、三角波信号、のこぎり波信号、方形波信号など、さまざまな名前を付けることができます。

これらの信号は主に、単方向信号と双方向信号と呼ばれる2つのタイプです。

• Unidirectional Signal −正または負のいずれかの方向にのみ流れる信号。このような信号は、単方向信号と呼ばれます。

  Example −パルス信号。

• Bidirectional Signal −ゼロ点を横切る正と負の両方向に変化する信号。このような信号は双方向信号と呼ばれます。

  Example −正弦波信号。

この章では、パルス信号とその特徴について説明します。

パルス信号

パルス形状は、ベースライン値からより高いまたはより低いレベル値への急速または突然の一時的な変化によって形成され、特定の期間の後に同じベースライン値に戻ります。このような信号は、パルス信号と呼ぶことができます。

次の図は、一連のパルスを示しています。

パルス信号は、方形波に似ていますが、方形波のように対称ではない一方向の非正弦波信号です。一連の連続パルス信号は、単にパルス列と呼ばれます。一連のパルスは、ベースラインレベルからの突然の高レベルと突然の低レベルの遷移を示し、それぞれオン/オフとして理解できます。

したがって、パルス信号は信号のオンとオフを示します。電気スイッチにパルス入力が与えられると、与えられたパルス信号に応じてオン/オフになります。パルス信号を生成するこれらのスイッチについては、後で説明します。

パルス信号に関連する用語

知っておくべきパルス信号に関連する用語はほとんどありません。これらは、次の図の助けを借りて理解することができます。

上図から、

• Pulse width −パルスの長さ

• Period of a waveform −あるサイクルの任意のポイントから次のサイクルの同じポイントまでの測定

• Duty cycle −周期に対するパルス幅の比率

• Rise time −最大振幅の10％から90％に上昇するのにかかる時間。

• Fall time −時間信号が最大振幅の90％から10％に低下するのにかかります。

• Overshoot −波形の前縁が通常の最大値を超えたときに発生すると言われています。

• Undershoot −波形の後縁が通常の最大値を超えたときに発生すると言われています。

• Ringing −アンダーシュートとオーバーシュートの両方の後に、リンギングと呼ばれる減衰振動が続きます。

減衰振動は、信号の振幅と周波数の減少を示す信号変動であり、役に立たず、不要です。これらの振動は、ringing。

次の章では、BJTを使用して行われる電子機器の切り替えの概念について説明します。ELECTRONIC CIRCUITSチュートリアルでは、ダイオードを使用したスイッチングについてすでに説明しました。ご参照ください。

スイッチは、 makes または breaks回路または接点。また、アナログデータをデジタルデータに変換することもできます。効率的なスイッチの主な要件は、迅速で、火花を出さずに切り替えることです。重要な部品は、スイッチとそれに関連する回路です。

3つあります types of Switches。彼らは-

• メカニカルスイッチ
• 電気機械式スイッチまたはリレー
• 電子スイッチ

メカニカルスイッチ

メカニカルスイッチは、以前使用していた古いタイプのスイッチです。しかし、前者の欠点を克服するために、いくつかのアプリケーションでも電気機械式スイッチに置き換えられ、後に電子スイッチに置き換えられました。

メカニカルスイッチの欠点は次のとおりです-

• 慣性が大きいため、動作速度が制限されます。
• それらは接触を壊しながら火花を発生させます。
• スイッチの接点は、より大きな電流を流すために重くされています。

メカニカルスイッチは下図のようになります。

これらの機械式スイッチは、動作速度が良く、火花を低減する電気機械式スイッチまたはリレーに置き換えられました。

リレー

電気機械式スイッチは、 Relays。これらのスイッチは、部分的に機械的で、部分的に電子的または電気的です。これらは、電子スイッチよりもサイズが大きく、機械式スイッチよりもサイズが小さくなっています。

リレーの建設

リレーは、接点を作ることで負荷に電力が供給されるように作られています。外部回路には、負荷用の負荷電源とリレー動作を制御するためのコイル電源があります。内部では、レバーが硬いバネで鉄のヨークに接続されており、レバーを持ち上げています。ソレノイドはヨークに接続されており、操作コイルがヨークに巻かれています。このコイルは、前述のようにコイル電源に接続されています。

下の図は、リレーの構造と動作を説明しています。

リレーの働き

スイッチが閉じると、ソレノイドに電力を供給する電気経路が確立されます。レバーは、レバーを引き上げて保持する重いバネで接続されています。ソレノイドに通電すると、スプリングの引っ張り力に逆らってレバーが引き寄せられます。レバーを引くと、可動接点が固定接点に接触して回路を接続します。したがって、回路接続がオンまたは確立され、ランプが点灯してこれを示します。

スイッチをOFFにすると、ソレノイドに電流が流れなくなり、電源が切れます。これにより、ソレノイドに引き付けられることなくレバーが残ります。スプリングがレバーを引き上げ、接触が切断されます。したがって、回路接続はオフになります。

下の図は、実際のリレーがどのように見えるかを示しています。

ここで、電磁スイッチの長所と短所を見てみましょう。

利点

• リレーは、負荷で大きな電力を処理する場合でも、消費するエネルギーが少なくなります。
• オペレーターは、高電圧を処理する場合でも、より遠くにいることができます。
• オンまたはオフ中にスパークが発生しません。

短所

• 動作が遅い
• 部品は摩耗しやすい

リレーのラッチの種類

電磁リレー、ソリッドステートリレー、サーマルリレー、ハイブリッドリレー、リードリレーなど、動作モードに応じて多くの種類のリレーがあります。

次の図に示すように、リレーはラッチを使用して接続します。

リレーのラッチ接続には4つのタイプがあります。彼らは-

• Single Pole Single Throw (SPST) −このラッチには単一の極があり、接続を確立するために単一のスローにスローされます。

• Single Pole Double Throw (SPDT)−このラッチには、接続を行うための単極と双投があります。2つのスローが接続された2つの異なる回路に接続することを選択できます。

• Double Pole Single Throw (DPST)−このラッチには、接続を行うための2極と1投があります。2つの回路のいずれも、回路との接続を1回のスローで使用できるようにすることを選択できます。

• Double Pole Double Throw (DPDT) −このラッチにはダブルポールがあり、2つの接続を同時に行うためにダブルスローにスローされます。

次の図は、4種類すべてのラッチ接続の概略図を示しています。

電子スイッチ

次に説明する種類のスイッチは電子スイッチです。先に述べたように、トランジスタはそのために最もよく使われる電子スイッチですhigh operating speed そして absence of sparking。

次の画像は、トランジスタをスイッチとして機能させるために構築された実用的な電子回路を示しています。

トランジスタは、飽和領域で動作している場合、オン状態のスイッチとして機能します。カットオフ領域で動作させると、OFF状態のスイッチとして機能します。トランジスタとカットオフの間にある線形領域の増幅器として機能します。これらの動作領域に関するアイデアについては、BASICELECTRONICSチュートリアルのトランジスタの章を参照してください。

外部条件が非常に堅牢で高温が優勢な場合、単純で通常のトランジスタでは機能しません。と名付けられた特別な装置Silicon Control Rectifier、単に SCRそのような目的で使用されます。これについては、POWERELECTRONICSチュートリアルで詳しく説明します。

電子スイッチの利点

電子スイッチには、次のような多くの利点があります。

• サイズが小さい
• 軽量化
• スパークル操作
• 可動部品なし
• 摩耗しにくい
• ノイズの少ない操作
• より高速な操作
• 他のスイッチよりも安い
• メンテナンスが少ない
• ソリッドステートによるトラブルのないサービス

A transistor動作速度の速いシンプルな電子スイッチです。これはソリッドステートデバイスであり、接点はすべてシンプルであるため、動作中のスパークが回避されます。次の章では、トランジスタのスイッチング動作の段階について説明します。

A transistor のいずれかでそれを駆動することにより、電子スイッチとして使用されます saturation またはで cut off。これら2つの間の領域は線形領域です。トランジスタは、この領域で線形増幅器として機能します。飽和とカットoff 州はこの点で重要な考慮事項です。

トランジスタのオンとオフの状態

トランジスタの動作には2つの主要な領域があります。 ON そして OFF状態。それらは飽和してカットされていますoff状態。これら2つの状態でのトランジスタの動作を見てみましょう。

カットオフ状態での操作

次の図は、カットオフ領域のトランジスタを示しています。

トランジスタのベースが負になると、トランジスタはカットオフ状態になります。コレクタ電流はありません。したがって、I _C = 0です。

電圧V _CCコレクタに適用されるが、コレクタ抵抗Rの両端に現れる_C。したがって、

V _CE = V _CC

飽和領域での操作

次の図は、飽和領域のトランジスタを示しています。

ベース電圧が正であり、トランジスタが飽和状態になったときに、I _CはRを流れる_C。

次いで、V _CCは、 R降下_C。出力はゼロになります。

$$I_C = I_{C(sat)} \: = \: \frac{V_{CC}}{R_C} \: and \: V_{CE} = 0$$

実はこれが理想的な状態です。実際には、いくらかの漏れ電流が流れます。したがって、トランジスタは、ベースに正と負の電圧を印加することにより、飽和領域とカットオフ領域に駆動されるときにスイッチとして機能することが理解できます。

次の図は、より適切な説明を示しています。

I接続しているDC負荷ライン守っ_CとV _CCを。トランジスタが飽和状態に駆動されると、I _Cは完全に流れ、V _CE = 0になり_ます。これは点で示されます。A。

トランジスタがカットオフに駆動される場合、I _Cはゼロになり、V _CE = V _CCはポイントBで示されます。飽和ポイントAとカットオフBを結ぶ線は、次のように呼ばれます。Load line。ここで印加される電圧はDCであるため、次のように呼ばれます。DC Load line。

実用的な考慮事項

上記の条件はすべて説得力がありますが、そのような結果が発生するための実際的な制限がいくつかあります。

カットオフ状態中

理想的なトランジスタは、V _CE = _VCCおよび_IC = 0です。

しかし実際には、コレクターには小さな漏れ電流が流れます。

したがって、I _Cは、数μAとなります。

これは Collector Leakage Current もちろん、これはごくわずかです。

飽和状態の間

理想的なトランジスタは、V _CE = 0および_IC = I _C（sat）です。

しかし実際には、_VCEは次のような値に減少しますknee voltage。

V _CEがニー電圧よりも大きく減少すると、βは急激に減少します。

Iとして_C =βI _Bこれはコレクタ電流を減少させます。

最大電流Iしたがってこと_C V維持_CEをニー電圧では、として知られていますSaturation Collector Current。

飽和コレクタ電流= $I_{C(sat)} \: = \: \frac{V_{CC} - V_{knee}}{R_C}$

スイッチング目的でのみ動作するように製造されたトランジスタは、 Switching Transistor。これは、飽和領域またはカットオフ領域のいずれかで機能します。飽和状態にある間、collector saturation current 負荷を流れ、遮断状態にある間、 collector leakage current 負荷を流れます。

トランジスタのスイッチング動作

トランジスタには3つの動作領域があります。運用の効率を理解するには、実際の損失を考慮する必要があります。それでは、トランジスタがスイッチとしてどれほど効率的に機能するかについて考えてみましょう。

カットオフ（OFF）状態時

ベース電流_IB = 0

コレクタ電流I _C = I _CEO（コレクタlekeage電流）

電力損失=出力電圧×出力電流

$$= V_{CC} \times I_{CEO}$$

I _CEOは非常に小さく、V _CCも低いため、損失の価値は非常に低くなります。したがって、トランジスタはオフ状態で効率的なスイッチとして機能します。

飽和（ON）状態中

前に説明したように、

$$I_{C(sat)} = \frac{V_{CC} - V_{knee}}{R_C}$$

出力電圧は V_knee。

電力損失=出力電圧×出力電流

$$= \:V_{knee} \times I_{c(sat)}$$

V_ニーは小さい値になるので、損失は少ないです。したがって、トランジスタはオン状態で効率的なスイッチとして機能します。

アクティブリージョン中

トランジスタはオン状態とオフ状態の間にあります。トランジスタは、出力電流（ΔIにおける入力電流原因大きな変化の小さな変化線形増幅器として動作_C）。

スイッチング時間

スイッチングトランジスタは入力としてパルスを持ち、変動の少ないパルスが出力になります。スイッチング出力パルスのタイミングに関して知っておくべきいくつかの用語があります。それらを見ていきましょう。

入力パルス幅= T

入力パルスが印加されると、浮遊容量のために、コレクタ電流が定常状態の値に達するまでに時間がかかります。次の図は、この概念を説明しています。

上の図から、

• Time delay(t_d) −コレクタ電流が初期値から最終値の10％に達するまでにかかる時間は、 Time Delay。

• Rise time(t_r) −コレクタ電流が初期値の10％から最終値の90％に達するまでにかかる時間は、 Rise Time。

• Turn-on time (T_ON)−時間遅延（t _d）と立ち上がり時間（t _r）の合計は次のように呼ばれます。Turn-on time。

  T _ON = t _d + t _r

• Storage time (t_s) −入力パルスの立ち下がりエッジから出力の最大値の90％までの時間間隔は、 Storage time。

• Fall time (t_f) −コレクタ電流が最大値の90％から初期値の10％に達するまでにかかる時間は、 Fall Time。

• Turn-off time (T_OFF)−保存時間（t _s）と立ち下がり時間（t _f）の合計は、次のように定義されます。Turn-off time。

  T _OFF = t _s + t _f

• Pulse Width(W) − 2つの50％レベルの立ち上がり波形と立ち下がり波形の間で測定された出力パルスの持続時間は、次のように定義されます。 Pulse Width。

A multivibrator 回路はただ switching circuit。方形波、方形波、のこぎり波などの非正弦波を生成します。マルチバイブレータは、周波数発生器、分周器、時間遅延の発生器として、またコンピュータなどのメモリ要素として使用されます。

トランジスタは基本的に線形領域で増幅器として機能します。トランジスタ増幅器の出力段が前の増幅器段と結合されている場合、そのような接続は結合されていると言われます。このような増幅回路の2段を結合する際に抵抗を使用する場合、それは次のように呼ばれます。Resistance coupled amplifier。詳細については、AMPLIFIERSチュートリアルを参照してください。

マルチバイブレータとは何ですか？

定義によれば、マルチバイブレータは、一方の増幅器の出力からもう一方の増幅器の入力への正のフィードバックを備えた2段抵抗結合増幅器です。

2つのトランジスタがフィードバックで接続されているため、一方が他方の状態を制御します。したがって、回路全体のオン状態とオフ状態、およびトランジスタが飽和状態またはカットオフ状態になるまでの時間は、回路の状態によって制御されます。

次の図は、マルチバイブレータのブロック図を示しています。

マルチバイブレータの種類

マルチバイブレータには2つの状態が考えられます。第１段階では、トランジスタＱ_１がオンになり、トランジスタＱ_２がオフになる。第２段階では、トランジスタＱ_１がオフになり、トランジスタＱ_２がオンになる。これらの2つの状態は、回路の状態に応じて特定の期間交換されます。

これら2つの状態が交換される方法に応じて、マルチバイブレータは3つのタイプに分類されます。彼らです

Astableマルチバイブレータ

Astable Multivibratorは、そのような回路です。 automatically switchesその動作のために外部パルスを適用することなく、2つの状態の間で継続的に。これは連続的な方形波出力を生成するため、Free-running Multivibrator。DC電源は一般的な要件です。

これらの状態の期間は、使用されるコンポーネントの時定数によって異なります。マルチバイブレータが切り替わり続けるため、これらの状態は準安定状態または半安定状態と呼ばれます。したがって、two quasi-stable states Astableマルチバイブレータの場合。

単安定マルチバイブレータ

単安定マルチバイブレータには a stable state そして a quasi-stable state。これには、1つのトランジスタへのトリガー入力があります。したがって、一方のトランジスタはその状態を自動的に変更し、もう一方のトランジスタはその状態を変更するためにトリガー入力を必要とします。

このマルチバイブレータはトリガーパルスごとに単一の出力を生成するため、これは次のように知られています。 One-shot Multivibrator。このマルチバイブレータは、トリガーパルスを受信するまで安定状態を維持している間は、準安定状態を長期間維持することはできません。

双安定マルチバイブレータ

双安定マルチバイブレータには、 two states stable。状態を変更するには、2つのトリガーパルスを適用する必要があります。トリガー入力が与えられるまで、このマルチバイブレーターはその状態を変更できません。別名flip-flop multivibrator。

トリガーパルスが出力を設定またはリセットし、一部のデータ、つまりハイまたはローのいずれかが妨害されるまで保存されるため、このマルチバイブレーターは次のように呼び出すことができます。 Flip-flop。フリップフロップの詳細については、次のDIGITALCIRCUITSチュートリアルを参照してください。https://www.tutorialspoint.com/digital_circuits/index.htm

上記の議論を明確にするために、次の図を見てみましょう。

これら3つのマルチバイブレータはすべて、次の章で明確に説明されています。

非安定マルチバイブレータは no stable states。マルチバイブレータがオンになると、_RC時定数によって決定される特定の期間の後にそれ自体で状態が変化します。DC電源または_Vccは、その動作のために回路に与えられます。

非安定マルチバイブレータの構築

Qという名前の2つのトランジスタ₁及びQ _2は、互いにフィードバックに接続されています。トランジスタＱ_１のコレクタは、コンデンサＣ_１を介してトランジスタＱ_２のベースに接続され、逆もまた同様である。両方のトランジスタのエミッタはグランドに接続されています。コレクタ負荷抵抗R ₁とR ₄とバイアス抵抗R ₂及びR _3は同じ値です。キャパシタC ₁およびC _2が同じ値です。

次の図は、AstableMultivibratorの回路図を示しています。

Astableマルチバイブレータの操作

V _ccを印加すると、トランジスタのコレクタ電流が増加します。コレクタ電流はベース電流に依存するため、

$$I_c = \beta I_B$$

トランジスタの特性が似ていないため、2つのトランジスタの1つは、Q _1のコレクタ電流が増加し、導通すると言います。Qのコレクタ_1は、 Qのベースに印加される₂ Cを介して₁。この接続は、Qのコレクタに負電圧を増加することができます₁ Qのベースに印加され得るために₂とそのコレクタ電流が減少します。この連続動作は、Qのコレクタ電流になり_2がさらに減少します。Qのベースに印加されたときに、この電流₁がより負とQ累積作用を有することができる_1が飽和およびQに入った₂遮断します。従ってQの出力電圧_1がVであろう_CE（SAT）及びQ _2はVに等しくなる_CC。

コンデンサC ₁ Rを介して電荷₁とCの両端の電圧₁に達すると0.7V、これはトランジスタQターンオンするのに十分である_2を飽和します。この電圧は、Qのベースに印加されるように₂は、そのコレクタ電流を減少させる、飽和状態になります。点Bにおける電圧のこの減少は、トランジスタQのベースに印加される₁からC ₂ Qなる₁逆バイアス。これらのアクションのシリーズは、Qトランジスタターン_1が遮断すると、トランジスタQ ₂の飽和にします。ここで、ポイントAには潜在的な_VCCがあります。コンデンサC ₂ Rを介して電荷₂。このコンデンサＣ_２の両端の電圧は、０．７ｖに達すると、トランジスタＱ_１をオンにして飽和させる。

したがって、出力電圧および出力波形は、トランジスタＱ_１およびＱ_２の交互のスイッチングによって形成される。これらのオン/オフ状態の期間は、使用されるバイアス抵抗とコンデンサの値、つまり使用される_RC値に依存します。両方のトランジスタが交互に動作するため、出力は_VCCのピーク振幅を持つ方形波になります。

波形

Qのコレクタの出力波形₁及びQ _2は、以下の図に示されています。

振動の頻度

トランジスタQのON時間₁又はトランジスタQのオフ時間_2は、によって与えられます。

t ₁ = 0.69R ₁ C ₁

同様に、トランジスタＱ_１のオフ時間またはトランジスタＱ_２のオン時間は、次の式で与えられる。

t ₂ = 0.69R ₂ C ₂

したがって、方形波の合計時間

t = t ₁ + t ₂ = 0.69（R ₁ C ₁ + R ₂ C ₂）

R ₁ = R ₂ = R及びC ₁ = C ₂ = C、方形波の周波数になります

$$f = \frac{1}{t} = \frac{1}{1.38 R C} = \frac{0.7}{RC}$$

利点

非安定マルチバイブレータを使用する利点は次のとおりです。

• 外部トリガーは必要ありません。
• 回路設計はシンプル
• Inexpensive
• 継続的に機能できる

短所

非安定マルチバイブレータを使用することの欠点は次のとおりです。

• エネルギー吸収は回路内にあります。
• 出力信号は低エネルギーです。
• 50％以下のデューティサイクルは達成できません。

アプリケーション

Astable Multivibratorsは、アマチュア無線機器、モールス信号発生器、タイマー回路、アナログ回路、TVシステムなどの多くのアプリケーションで使用されています。

単安定マルチバイブレータは、その名前が示すように、 one stable state。トランジスタが導通すると、もう一方は非導通状態のままになります。安定状態とは、外部トリガーパルスによって妨害されない限り、トランジスタが変更されずに残る状態です。単安定は同じ原理で動作するため、次のように呼ばれる別の名前がありますOne-shot Multivibrator。

単安定マルチバイブレータの構築

２つのトランジスタＱ_１およびＱ_２は、互いにフィードバックで接続されている。トランジスタＱ_１のコレクタは、コンデンサＣ_１を介してトランジスタＱ_２のベースに接続されている。基地Q _1は、 Qのコレクタに接続されている₂抵抗Rを介して₂とコンデンサCの別のDC供給電圧-V _BBは、トランジスタQのベースに与えられる₁、抵抗Rを介して₃。トリガパルスは、Qのベースに与えられる₁コンデンサCを介して₂の状態を変更します。R _L1及びR _L2は、 Qの負荷抵抗である₁及びQ ₂。

トランジスタの1つは、安定状態になると、その状態を変更するために外部トリガーパルスが与えられます。状態を変更した後、トランジスタは特定の期間、この準安定状態または準安定状態に留まります。これは、RC時定数の値によって決定され、前の安定状態に戻ります。

次の図は、単安定マルチバイブレータの回路図を示しています。

単安定マルチバイブレータの操作

回路をオンにすると、まず、トランジスタQ _1がオフ状態になり、Q _2がオン状態となります。これが安定状態です。Qとして_1がOFFであり、コレクタ電圧はVなり_CC点Aで、したがってC _1が充電さ。トランジスタＱ_１のベースに印加される正のトリガーパルスは、トランジスタをオンにする。これは、トランジスタQオフするコレクタ電圧、減少₂。コンデンサC _1は、この時点で放電を開始します。トランジスタQのコレクタから正電圧として_2はトランジスタQに適用されます₁は、ON状態のままです。これは、準安定状態または準安定状態です。

トランジスタＱ_２は、コンデンサＣ_１が完全に放電するまで、オフ状態のままである。この後、トランジスタＱ_２は、コンデンサ放電を介して印加された電圧でオンになる。トランジスタQ ONこのターン₁、以前の安定した状態で、。

出力波形

Qのコレクタの出力波形₁及びQ ₂ Qのベースに与えられたトリガ入力と共に_1は以下の図に示されています。

この出力パルスの幅は、RC時定数に依存します。したがって、それはRの値に依存する₁ C ₁。パルスの持続時間はによって与えられます

$$T = 0.69R_1 C_1$$

与えられたトリガー入力は、アクションを開始するためだけに、非常に短い持続時間になります。これにより、回路の状態が安定状態から準安定状態または準安定状態または半安定状態に変化し、回路が短時間留まります。1つのトリガーパルスに対して1つの出力パルスがあります。

利点

単安定マルチバイブレータの利点は次のとおりです。

• 1つのトリガーパルスで十分です。
• 回路設計はシンプル
• Inexpensive

短所

単安定マルチバイブレータを使用する主な欠点は、トリガーパルスTの適用間の時間が回路のRC時定数よりも長くなければならないことです。

アプリケーション

単安定マルチバイブレータは、テレビ回路や制御システム回路などのアプリケーションで使用されます。

双安定マルチバイブレータには two stable states。回路は2つの安定状態のいずれかに留まります。外部トリガーパルスが与えられない限り、それはその状態で継続します。このマルチバイブレータは、Flip-flop。この回路は単にBinary。

双安定マルチバイブレータにはいくつかのタイプがあります。次の図のようになります。

双安定マルチバイブレータの構築

負荷抵抗Ｒ_Ｌ１およびＲ_Ｌ２を備えた２つの同様のトランジスタＱ_１およびＱ_２は、互いにフィードバックで接続されている。ベース抵抗は、R ₃及びR _4は、共通ソース-Vに接合されている_BB。フィードバック抵抗は、R ₁及びR _2は、コンデンサCによって分流されて₁とC ₂としても知られていますCommutating Capacitors。トランジスタＱ_１は、コンデンサＣ_３を介してベースでトリガー入力を与えられ、トランジスタＱ_２は、コンデンサＣ_４を介してそのベースでトリガー入力を与えられる。

コンデンサC ₁及びC _2は、としても知られていますSpeed-up Capacitors、それらが減少するにつれて transition time、これは、あるトランジスタから別のトランジスタへの伝導の伝達にかかる時間を意味します。

次の図は、自己バイアス双安定マルチバイブレータの回路図を示しています。

双安定マルチバイブレータの操作

回路による非安定、トランジスタの1つに記載の一部の回路の不均衡に、オンされたときに、Q言う_1は、トランジスタQが、オンされます_2はOFFに切り替えます。これは、双安定マルチバイブレータの安定状態です。

トランジスタＱ_１のベースに負のトリガーを印加することによって、またはトランジスタＱ_２のベースに正のトリガーパルスを印加することによって、この安定状態は変化しない。それで、トランジスタQ _1のベースでの負のパルスを考慮して、これを理解しましょう。その結果、コレクタ電圧が増加すると、順方向バイアストランジスタQとして₂。Qのコレクタ電流₂ Qのベースに適用される_1は、逆バイアスQ ₁と、この累積的な作用は、トランジスタQなる₁ OFF、トランジスタQ ₂オン。これは、マルチバイブレータのもう1つの安定した状態です。

この安定状態は、その後、再び変更しなければならない場合今、いずれかのトランジスタQにおける負トリガパルス₂またはトランジスタQで正のトリガパルス_1が適用されます。

出力波形

Qのコレクタの出力波形₁及びQ ₂ Qのベースに与えられるトリガ入力とともに_W及びQ _2は、以下の図に示されています。

利点

双安定マルチバイブレータを使用する利点は次のとおりです。

• 邪魔されない限り、前の出力を保存します。
• 回路設計はシンプル

短所

双安定マルチバイブレータの欠点は次のとおりです。

• 2種類のトリガーパルスが必要です。
• 他のマルチバイブレータよりも少しコストがかかります。

アプリケーション

双安定マルチバイブレータは、パルス生成や、バイナリ情報のカウントや保存などのデジタル操作などのアプリケーションで使用されます。

固定バイアスバイナリ

固定バイアスのバイナリ回路は、Astable Multivibratorに似ていますが、単純なSPDTスイッチを備えています。2つのトランジスタがフィードバックで2つの抵抗に接続され、一方のコレクタがもう一方のベースに接続されています。次の図は、固定バイアスバイナリの回路図を示しています。

動作を理解するために、私たちは、スイッチは今トランジスタQ 1の位置にあると考える_1は、ベースが接地されているようOFFになります。出力端子Vにおけるコレクタ電圧_O1はVに等しくなる_CCトランジスタQオン₂オン。端子_VO2の出力がLOWになります。これは安定した状態であり、外部トリガーによってのみ変更できます。スイッチの位置2への変更は、トリガーとして機能します。

スイッチが変更されると、トランジスタQ _2のベースが接地され、オフ状態になります。Vにおけるコレクタ電圧_O2はVに等しくなる_CCトランジスタQに印加される₁上でそれをオンにします。これはもう1つの安定した状態です。この回路では、SPDTスイッチを使用してトリガーを実行します。

バイナリ回路に与えられるトリガーには主に2つのタイプがあります。彼らです

• 対称トリガー
• 非対称トリガー

シュミットトリガー

議論されるべき別のタイプのバイナリ回路は、 Emitter Coupled Binary回路。この回路は、Schmitt Trigger回路。この回路は、その用途にとってこの種の特殊なタイプと見なされています。

この回路の構成の主な違いは、出力Cからの結合点である₂第1のトランジスタのベースB1と第2のトランジスタのが欠落していると、そのフィードバックが抵抗Rを介して今得られる_E。この回路は、Regenerative circuit これは positive feedback そして no Phase inversion。BJTを使用したシュミットトリガーの回路は以下のとおりです。

当初、私たちは持っているQ ₁ OFF及びQ ₂をONに。電圧は、Qのベースに印加される₂ Vのある_CC Rを介して_C1及びR ₁。したがって、出力電圧は次のようになります。

$$V_0 = V_{CC} - (I_{C2}R_{c2})$$

Q ₂がオンになると、R _Eの両端に電圧降下が発生します。これは（I _C2 + I _B2）REになり_ます。今、この電圧は、Qのエミッタに適用されます₁。入力電圧が上昇し、Q ₁がカットイン電圧に達してオンになるまで、出力はLOWのままです。Q _1がONの場合、Q ₂もONになるため、出力が増加します。入力電圧が上昇し続けると、点Cの電圧₁及びB _2が落下し続け、E _2は上昇し続けます。入力電圧、Qの特定の値に₂ターンオフ。この時点での出力電圧は_VCCになり、入力電圧がさらに増加し​​ても一定のままです。

入力電圧が上昇すると、入力電圧がV ₁に達するまで、出力はLOWのままになります。

$$V_1 = [V_{CC} - (I_{C2}R_{C2})]$$

入力電圧がVに等しい値_1は、トランジスタQできます₁飽和状態に入ると呼ばれUTP（上部トリガーポイント）。電圧が既にVより大きい場合₁入力電圧がVに達するまで、それが残っている₂ローレベルの遷移です。したがって、入力電圧がVされるために値₂ Qれる_2がオン状態になるが、と呼ばれLTP （より低いトリガーポイント）。

出力波形

出力波形は以下のようになります。

シュミットトリガー回路は、 Comparator したがって、入力電圧をと呼ばれる2つの異なる電圧レベルと比較します。 UTP （上部トリガーポイント）および LTP（より低いトリガーポイント）。入力がこのUTPを超えると、HIGHと見なされ、このLTPを下回ると、LOWと見なされます。出力は、HIGHの場合は1、LOWの場合は0を示すバイナリ信号になります。したがって、アナログ信号はデジタル信号に変換されます。入力が中間値（HIGHとLOWの間）の場合、前の値が出力になります。

この概念は、と呼ばれる現象に依存します Hysteresis。電子回路の伝達特性は、loop と呼ばれる Hysteresis。これは、出力値が入力の現在値と過去値の両方に依存することを説明しています。これにより、シュミットトリガー回路での不要な周波数スイッチングが防止されます

利点

シュミットトリガー回路の利点は次のとおりです。

• 完全な論理レベルが維持されます。
• メタ安定を回避するのに役立ちます。
• パルス調整のために、通常のコンパレータよりも優先されます。

短所

シュミットトリガーの主な欠点は次のとおりです。

• 入力が遅いと、出力も遅くなります。
• 入力にノイズが多い場合、出力にはノイズが多くなります。

シュミットトリガーのアプリケーション

シュミットトリガー回路は、振幅コンパレータおよび二乗回路として使用されます。また、パルスコンディショニングおよびシャープニング回路でも使用されます。

トランジスタを使ったマルチバイブレータ回路です。同じマルチバイブレータは、オペアンプとIC 555タイマー回路を使用して設計されています。これらについては、以降のチュートリアルで説明します。

パルス回路の基本について説明した後、生成して処理するさまざまな回路を見てみましょう。 Saw tooth waves。のこぎり波は時間とともに直線的に増加し、急激に減少します。これは、Time base signal。実際、これはタイムベースジェネレータの理想的な出力です。

タイムベースジェネレータとは何ですか？

を生成する電子発電機 high frequency saw tooth waves と呼ぶことができます Time Base Generator。また、出力電圧または電流波形を生成する電子回路として理解することもでき、その一部はvaries linearly with time。タイムベースジェネレータの水平速度は一定でなければなりません。

オシロスコープで時間に対する信号の変化を表示するには、時間とともに線形に変化する電圧を偏向板に印加する必要があります。これにより、信号が画面全体でビームを水平方向に掃引します。したがって、電圧は次のように呼ばれますSweep Voltage。タイムベースジェネレータは、Sweep Circuits。

タイムベース信号の特徴

CROまたは受像管でタイムベース波形を生成するために、偏向電圧は時間とともに直線的に増加します。一般に、タイムベースジェネレータは、ビームが画面上で直線的に偏向し、開始点に戻る場合に使用されます。これは、Scanning。ブラウン管と受像管も同じ原理で動作します。ビームは画面上で一方の側からもう一方の側に（通常は左から右に）偏向し、同じポイントに戻ります。

この現象は、 Trace そして Retrace。画面上のビームの左から右への偏向は、Trace、右から左へのビームの戻りは、 Retrace または Fly back。通常、このリトレースは表示されません。このプロセスは、使用されるRCコンポーネントの助けを借りてたわみの期間を設定するのこぎり波発生器の助けを借りて行われます。

のこぎり波の部分を理解してみましょう。

上記の信号では、出力が直線的に増加する時間は次のように呼ばれます。 Sweep Time (T_S) 信号が初期値に戻るまでにかかる時間は、次のように呼ばれます。 Restoration Time または Fly back Time または Retrace Time （（T_r）。これらの期間の両方が一緒になって、タイムベース信号の1サイクルの期間を形成します。

実際、このスイープ電圧波形はスイープ回路の実際の出力ですが、理想的な出力は上の図に示すのこぎり波である必要があります。

タイムベースジェネレータの種類

タイムベースジェネレータには2つのタイプがあります。彼らは-

• Voltage Time Base Generators −時間とともに線形に変化する出力電圧波形を提供するタイムベースジェネレータは、電圧タイムベースジェネレータと呼ばれます。

• Current Time Base Generator −時間とともに線形に変化する出力電流波形を提供するタイムベースジェネレータは、電流タイムベースジェネレータと呼ばれます。

アプリケーション

タイムベースジェネレータは、CRO、テレビ、レーダーディスプレイ、正確な時間測定システム、および時間変調で使用されます。

スイープ信号のエラー

スイープ信号を生成した後、それらを送信する時が来ました。送信された信号は、直線性から逸脱する可能性があります。発生したエラーを理解して修正するには、発生する一般的なエラーに関する知識が必要です。

直線性からの偏差は、3つの異なる方法で表されます。彼らは-

• スロープまたはスイープ速度エラー
• 変位エラー
• 送信エラー

これらについて詳しく説明しましょう。

スロープまたはスイープ速度エラー（e _s）

スイープ電圧は時間とともに直線的に増加する必要があります。掃引電圧の経時変化率は一定でなければなりません。直線性からのこの偏差は、次のように定義されます。Slope Speed Error または Sweep Speed Error。

スロープや掃引速度EROR E _S =$\frac{difference \: in\: slope\: at \: the\: beginning\: and\: end\: of\: sweep}{initial \: value \:of \: slope}$

$$= \frac{\left (\frac{\mathrm{d} V_0}{\mathrm{d} t} \right )_{t = 0} - \left( \frac{\mathrm{d} V_0}{\mathrm{d} t} \right)_{t = T_s}}{\left( \frac{\mathrm{d} V_0}{\mathrm{d} t}\right )_{t = 0}}$$

変位エラー（e _d）

直線性の重要な基準は、実際の掃引電圧と、実際の掃引の開始点と終了点を通過する線形掃引との最大差です。

これは次の図から理解できます。

変位誤差 e_d と定義されている

e _d =$\frac{(actual\: speed)\thicksim (linear\: sweep \: that\: passes\: beginning \: and \: ending\: of\: actual\: sweep)}{amplitude\: of\: sweep\: at\: the \: end\: of\: sweep\: time}$

$$= \: \frac{(V_s - V′_s)_{max}}{V_s}$$

どこV _sが実際のスイープで、V」_sがリニア掃引です。

送信エラー（e _t）

スイープ信号がハイパス回路を通過すると、以下に示すように出力が入力から外れます。

この偏差は、伝送誤差として表されます。

送信エラー= $\frac{(input)\: \thicksim \:(output)}{input\: at \: the\: end\: of\: the\: sweep}$

$$e_t = \frac{V′_s − V}{V′_s}$$

ここで、V」_sが入力され、V _Sは、T = Tにおけるスイープすなわちの終了時に出力され_、S。

線形性からの偏差が非常に小さく、掃引電圧がtの線形項と二次項の合計で近似できる場合、上記の3つの誤差は次のように関連します。

$$e_d = \frac{e_s}{8} = \frac{e_t}{4}$$

$$e_s = 2e_t = 8e_d$$

掃引速度誤差は、変位誤差よりも支配的です。

タイムベースジェネレータには2つのタイプがあると考えているので、それらのタイムベースジェネレータ回路の基本回路について知ってみましょう。

電圧タイムベースジェネレータ

時間とともに線形に変化する出力電圧波形を提供するタイムベースジェネレータは、電圧タイムベースジェネレータと呼ばれます。

基本的な電圧タイムベースジェネレータを理解してみましょう。

シンプルな電圧タイムベースジェネレータ

基本的な単純なのRCタイムベース・ジェネレータ又はランプ発生器または掃引回路は、コンデンサCから成るVを介して電荷_CC直列接続された抵抗Rを介して₂。これは、そのベース抵抗Rを介して接続されているBJT含ま₁。コンデンサは抵抗を介して充電され、トランジスタを介して放電します。

次の図は、単純なRCスイープ回路を示しています。

正方向の電圧パルスの印加によって、飽和及びコンデンサへON、トランジスタQのターンが急速Q及びRを介して放電₁ Vに_CE（SAT） 。入力パルスが終了すると、Qがオフになり、コンデンサCが充電を開始し、次の入力パルスまで充電を続けます。このプロセスは、以下の波形に示すように繰り返されます。

トランジスタがオンになると、コンデンサが急速に放電するための低抵抗パスが提供されます。トランジスタがオフ状態のとき、コンデンサは次の式に従って、供給電圧_VCCまで指数関数的に充電されます。

$$V_0 = V_{CC}[1 - exp(-t/RC)]$$

どこ

• V _O =時間tでのコンデンサ両端の瞬時電圧
• V _CC =供給電圧
• t =所要時間
• R =直列抵抗の値
• C =コンデンサの値

ここで、さまざまなタイプのタイムベースジェネレータについて調べてみましょう。

先ほど説明した回路は、電圧の形で出力を提供するため、電圧タイムベースジェネレータ回路です。

現在のタイムベースジェネレータ

時間とともに線形に変化する出力電流波形を提供するタイムベースジェネレータは、電流タイムベースジェネレータと呼ばれます。

基本的な現在のタイムベースジェネレータを理解してみましょう。

単純な現在のタイムベースジェネレータ

基本的な単純なRCタイムベースジェネレータまたはランプジェネレータまたはスイープ回路は、コモンベース構成のトランジスタと2つの抵抗で構成され、1つはエミッタに、もう1つはコレクタにあります。V用_CCがトランジスタのコレクタに与えられます。基本的なランプ電流発生器の回路図は以下のとおりです。

ベース接地構成で接続されたトランジスタは、コレクタ電流がエミッタ電流に比例して変化します。エミッタ電流が一定に保たれている場合、コレクタベース電圧の値が非常に小さいことを除いて、コレクタ電流もほぼ一定の値になります。

入力電圧Vとして_iがトランジスタのベースに印加され、それはエミッタ電流I生成エミッタに現れる_E Vのように直線的にこの増加を_私がそのピーク値にゼロから増加します。エミッタ電流が増加するなどのコレクタ電流が増加し、iがので、_CはIに密接に等しい_E。

負荷電流の瞬時値は

$$i_L i_C \thickapprox (v_i - V_{BE})/R_E$$

入出力波形は以下のとおりです。

ブートストラップスイープジェネレータはタイムベースジェネレータ回路であり、その出力はフィードバックを介して入力にフィードバックされます。これにより、回路の入力インピーダンスが増減します。このプロセスのbootstrapping 一定の充電電流を実現するために使用されます。

ブートストラップタイムベースジェネレータの構築

ブートストラップタイムベース発生回路は、2個のトランジスタ、Qから成る₁スイッチ及びQとして作用する₂エミッタフォロワとして動作します。トランジスタＱ_１は、そのベースに入力コンデンサＣ_Ｂを使用し、Ｖ_ＣＣを介して抵抗器Ｒ_Ｂを使用して接続されている。トランジスタＱ_１のコレクタは、トランジスタＱ_２のベースに接続されている。Qのコレクタ_2がVに接続されている_CCそのエミッタは抵抗Rが設けられている_Eの出力が取られる横切っ。

ダイオードDは、アノードがVに接続されて取り込まれる_CCカソードは、コンデンサCに接続されている₂出力に接続されています。ダイオードDのカソードは、キャパシタCに接続された順番である抵抗Rに接続されている₁。このC ₁及びRは、Qのベースを介して接続されている₂とQのコレクタ₁。コンデンサCの両端に現れる電圧_1は、出力電圧V提供_Oを。

次の図は、ブートストラップタイムベースジェネレータの構造を説明しています。

ブートストラップタイムベースジェネレータの操作

t = 0で波形をゲーティングの適用前に、トランジスタがVから十分なベース駆動につれて_CC Rを介して_Bを、Q _1がONであり、Q、_2はOFFです。コンデンサC ₂ Vへ電荷_CCそしてダイオードD単安定マルチバイブレータのゲート波形から負のトリガパルスを介しては、Qのベースに印加される₁ Qオン_1つのオフ。コンデンサC _2は今放電し、コンデンサC _1個の、抵抗Rとを介して電荷がキャパシタC _2は、その電圧レベル（充放電）が遅い速度で変化し、静電容量の大きな値を有します。したがって、Q _2の出力でのランプ生成中、ゆっくりと放電し、ほぼ一定の値を維持します。

ランプ時間中、ダイオードDは逆バイアスされます。コンデンサC _2は、小電流I提供_C1をコンデンサCのための₁充電します。静電容量値が高いため、電流は流れますが、電荷に大きな違いはありません。Qとき_1は、Cランプ時間の終了時に乗車_1つの初期値に放電する迅速。この電圧はV全体に表示されます_O。従って、ダイオードDは、順バイアスされ、再度取得し、コンデンサC _2は、 Cの充電中に失われたその小さな電荷回収する電流のパルスを取得₁。これで、回路は別のランプ出力を生成する準備ができました。

コンデンサ C2 これは、コンデンサC1にフィードバック電流を供給するのに役立ちます。 boot strapping capacitor それは定電流を提供します。

出力波形

次の図に示すように、出力波形が得られます。

入力電圧Vに所定のパルス_C1の充電を示し、コンデンサCの放電₁出力に寄与する上記の図に示されています。

利点

このブートストラップランプジェネレータの主な利点は、出力電圧ランプが非常に線形であり、ランプ振幅が供給電圧レベルに達することです。

トランジスタミラータイムベースジェネレータ回路が人気です Miller integratorスイープ波形を生成する回路。これは主に水平偏向回路で使用されます。

ミラータイムベースジェネレータ回路の構造と動作を理解してみましょう。

ミラースイープジェネレーターの構築

ミラータイムベースジェネレータ回路は、初期段階のスイッチとタイミング回路で構成されており、その入力はシュミットゲートジェネレータ回路から取得されます。アンプ部は次の3段で、最初はemitter follower、2番目の amplifier そして3番目も emitter follower。

エミッタフォロワ回路は通常、 Buffer amplifier。それは持っていますlow output impedance と high input impedance。出力インピーダンスが低いため、回路は重い負荷を駆動できます。入力インピーダンスが高いため、回路が前の回路に負荷をかけないようになっています。最後のエミッタフォロワセクションは、前のアンプセクションをロードしません。このため、アンプのゲインが高くなります。

Qのベースとの間に配置されたコンデンサC ₁とQのエミッタ_3は、タイミングコンデンサです。RとCの値、およびV _BBの電圧レベルの変化により、掃引速度が変化します。次の図は、ミラータイムベースジェネレータの回路を示しています。

ミラースイープジェネレーターの操作

シュミットトリガ発生器の出力は、負のパルス、トランジスタQのとき₄をオンにし、エミッタ電流は、R流れる₁。エミッタは負の電位にあり、同じことがダイオードDのカソードに適用され、順方向にバイアスされます。ここではコンデンサCがバイパスされているため、充電されません。

トリガパルスの印加は、次に、トランジスタQオンシュミットゲート出力高い、行う₄ OFFを。ここで、Q ₄のエミッタに10vの電圧が印加され、R _1に電流が流れ、ダイオードDも逆バイアスされます。トランジスタQとして_4がカットオフであり、キャパシタCは、Vから充電さ_BB Rを通ってQのエミッタにランダウン掃引出力を提供する₃。D及びトランジスタQを介してコンデンサCが放電₄掃引の終了時。

キャパシタンスCの効果を考慮すると_1を、傾斜速度や掃引速度誤差は次式で与えられます。

$$e_s = \frac{V_s}{V} \left( 1- A + \frac{R}{R_i} + \frac{C}{C_i} \right )$$

アプリケーション

ミラースイープ回路は、多くのデバイスで最も一般的に使用されている積分回路です。広く使用されているのこぎり波発生器です。

ユニジャンクショントランジスタは、単一のPN接合を備えていますが、ダイオードは備えていないトランジスタです。ユニジャンクショントランジスタ、または単にUJT通常のトランジスタとは異なり、エミッタと2つのベースがあります。この部品は、その負性抵抗特性と緩和発振器としての用途で特に有名です。

UJTの建設

高抵抗のn型シリコンの棒が基本構造を形成すると考えられています。2つのオーミックコンタクトが両端に描かれ、両端がベースになっています。それにエミッタとなるアルミ棒状の構造物が取り付けられています。このエミッタは、ベース2の近くにあり、ベース1から少し離れています。これらの両方が結合してPN接合を形成します。単一のPN接合が存在するため、このコンポーネントはUnijunction transistor。

と呼ばれる内部抵抗 intrinsic resistance抵抗値がバーのドーピング濃度に依存するバーの内部に存在します。UJTの構造と記号は以下のとおりです。

記号では、エミッターは傾斜した矢印で示され、残りの2つの端はベースを示します。UJTはダイオードと抵抗の組み合わせとして理解されているため、UJTの内部構造は、UJTの動作を説明するための同等の図で示すことができます。

UJTの働き

UJTの動作は、その等価回路で理解できます。エミッタに印加される電圧はVとして示されている_Eと内部抵抗をRとして示される_B1とR _B2はそれぞれベース1及び2に。内部に存在する両方の抵抗は、まとめて次のように呼ばれます。intrinsic resistance、Rとして示さ_BB。RB1の両端の電圧はVと表記することができる₁。回路が機能するために印加されるDC電圧は_VBBです。

UJTの等価回路は以下のとおりです。

最初は電圧が印加されていないとき、

$$V_E = 0$$

その後、電圧V _BBは、 Rのを通して適用される_B2。ダイオードDは逆バイアスになります。ダイオード両端の電圧は、エミッタダイオードのバリア電圧であるVBになります。Vのアプリケーションのために_BB、いくつかの電圧がポイントA.そうで表示され、合計電圧はVになります_A + V _B。

ここで、エミッタ電圧V _Eが増加すると、電流I _EがダイオードDを流れます。この電流により、ダイオードは順方向にバイアスされます。キャリアが誘導され、抵抗_RB1が減少し続けます。したがって、Rの両端の電位_B1 V手段_B1はさらに減少します。

$$V_{B1} = \left( \frac{R_{B1}}{R_{B1} + R_{B2}} \right )V_{BB}$$

V _BBは一定であり、チャネルのドーピング濃度によりR _B1が最小値まで減少するため、_VB1も減少します。

実際、内部に存在する抵抗はまとめて次のように呼ばれます。 intrinsic resistance、Rとして示さ_BB。上記の抵抗は次のように示すことができます

$$R_{BB} = R_{B1} + R_{B2}$$

$$\left( \frac{R_{B1}}{R_{BB}} \right ) = \eta$$

記号ηは、適用される総抵抗を表すために使用されます。

したがって、_VB1の両端の電圧は次のように表されます。

$$V_{B1} = \eta V_{BB}$$

エミッタ電圧は次のように与えられます

$$V_E = V_D + V_{B1}$$

$$V_E = 0.7 + V_{B1}$$

ここで、V _Dは、ダイオードの両端の電圧です。

ダイオードが順方向にバイアスされると、ダイオードの両端の電圧は0.7Vになります。したがって、これは一定であり、_VB1は減少し続けます。したがって、V _Eは減少していきます。これは、V表すことができる最小値に減少_Vをと呼ばれますValley voltage。UJTがオンになる電圧はPeak VoltageVと表記_P。

VIUJTの特徴

これまでに説明した概念は、以下のグラフから明確に理解できます。

Vとき最初_Eがゼロであるの値に達する時点をVEまで、いくつかの逆電流Ieが流れます。

$$V_E = \eta V_{BB}$$

これは、曲線がY軸に接する点です。

Vとき_Eはどこ電圧に到達します

$$V_E = \eta V_{BB} + V_D$$

この時点で、ダイオードは順方向にバイアスされます。

この時点での電圧は_VP（Peak Voltage）そしてこの時点での電流はI _P（Peak Current）。これまでのグラフの部分は、Cut off region UJTがオフ状態だったので。

ここで、V _Eがさらに増加すると、抵抗R _B1、次に電圧V ₁も減少しますが、それを流れる電流は増加します。これはNegative resistance property したがって、この領域は次のように呼ばれます。 Negative resistance region。

ここで、電圧V _Eは、 Rの両端の電圧の増加にさらなる増加リード特定の点に到達_B1。この時点での電圧は_VV（Valley Voltage）そしてこの時点での電流はI _V（Valley Current）。この後の領域は、Saturation region。

UJTのアプリケーション

UJTは、弛張発振器として最も顕著に使用されます。これらは、位相制御回路でも使用されます。さらに、UJTは、デジタル回路のクロック、さまざまなデバイスのタイミング制御、サイリスタの制御された発火、およびCROの水平偏向回路の同期パルスを提供するために広く使用されています。

アン oscillatorは、入力なしで独自に波形を生成するデバイスです。デバイスが動作するためにいくらかのDC電圧が印加されますが、入力として波形は生成されません。弛緩発振器は、non-sinusoidal waveformそのままで。この波形は一般に、回路内のコンデンサの充電時定数と放電時定数に依存します。

建設と作業

UJTのエミッタは、図のように抵抗とコンデンサで接続されています。RC時定数は、弛張発振器の出力波形のタイミングを決定します。両方のベースはそれぞれ抵抗で接続されています。DC電圧供給_VBBが与えられます。

次の図は、UJTを緩和発振器として使用する方法を示しています。

最初は、コンデンサの両端の電圧はゼロです。

$$V_c = 0$$

UJTはオフ状態です。抵抗器R コンデンサのパスを提供します C 印加された電圧で充電します。

コンデンサは電圧に応じて充電されます

$$V = V_0(1 - e^{-t/RC})$$

コンデンサは、通常充電を開始し、最大電圧Vまで充電し続ける_BB。しかし、この回路では、コンデンサの両端の電圧がUJTをオンにできる値（ピーク電圧）に達すると、コンデンサは充電を停止し、UJTを介して放電を開始します。ここで、この放電は、UJTをオフにする最小電圧（谷間電圧）まで続きます。このプロセスが継続され、コンデンサの両端の電圧がグラフに示されている場合、次の波形が観察されます。

したがって、コンデンサの充電と放電により、上記のような掃引波形が生成されます。充電時間はスイープを増加させ、放電時間はスイープを減少させます。このサイクルの繰り返しにより、連続的な掃引出力波形が形成されます。

出力は非正弦波形であるため、この回路は緩和発振器として機能していると言われています。

弛緩発振器の応用

弛緩発振器は、関数発生器、電子ビーパー、SMPS、インバーター、ウィンカー、および電圧制御発振器で広く使用されています。

異なる波形発生器を備えたどのシステムでも、それらすべてを同期して動作させる必要があります。同期とは、2つ以上の波形ジェネレーターをサイクル内のある基準点に正確に同時に到達させるプロセスです。

同期の種類

同期には次の2つのタイプがあります-

1対1ベース

• すべての発電機は同じ周波数で動作します。

• それらはすべて、サイクル内のある基準点にまったく同時に到着します。

周波数分割と同期

• 発電機は、互いに整数倍である異なる周波数で動作します。

• それらはすべて、サイクル内のある基準点にまったく同時に到着します。

リラクゼーションデバイス

リラクゼーション回路とは、コンデンサを徐々に充電することでタイミング間隔を確立し、コンデンサの突然の放電（リラクゼーション）によってタイミング間隔を終了させる回路です。

Examples −マルチバイブレータ、スイープ回路、ブロッキングオシレータなど。

UJT緩和発振回路では、UJTなどの負性抵抗デバイスがオンになるとコンデンサの充電が停止することがわかりました。次に、コンデンサはコンデンサを介して放電し、最小値に達します。これらのポイントは両方とも、掃引波形の最大電圧ポイントと最小電圧ポイントを示します。

リラクゼーションデバイスの同期

スイープ波形の高電圧またはピーク電圧またはブレークダウン電圧をより低いレベルに下げる必要がある場合は、外部信号を適用できます。適用されるこの信号は、パルスの持続時間中、その効果がピーク電圧またはブレークダウン電圧の電圧を低下させる同期信号です。同期パルスは通常、エミッタまたは負性抵抗デバイスのベースに印加されます。同期を達成するために、規則的な間隔のパルスを有するパルス列が適用されます。

同期信号が適用されますが、パルスの振幅がV _P未満であることに加えて、パルスの発生時のスイープ信号の振幅がスイープジェネレータに影響を与えません。したがって、スイープジェネレータは非同期で実行されます。UJTがオンになる正確な瞬間は、パルスの発生の瞬間によって決定されます。これは、同期信号がスイープ信号との同期を実現するポイントです。これは、次の図から確認できます。

どこ、

• T _Pは、パルス信号の時間であります
• T _Oはスイープ信号の時間であります
• V _Pは、ピークまたは破壊電圧であります
• V _Vはバレーや維持電圧であります

同期を実現するために、パルスタイミング間隔 T_P スイープジェネレータの期間よりも短くする必要があります T_O、スイープサイクルを途中で終了するようにします。パルスタイミング間隔があると同期が取れないT_P掃引発生器Tの期間よりも大きい_O Tもパルスの振幅は、静止破壊及び掃引電圧との間のギャップを埋めるために十分な大きさでない場合も、そして_Pは、以下でありますT_O。

スイープ回路の周波数分割

前のトピックでは、次の条件が満たされたときに同期が達成されることを確認しました。彼らです

• 場合T _P <T _O

• パルスの振幅が各サイクルを途中で終了するのに十分な場合。

これらの2つの条件を満たすと、同期は達成されますが、同期のタイミングに関して、スイープで特定の興味深いパターンに遭遇することがよくあります。次の図は、この点を示しています。

私たちは、振幅V」ことを観察することができます_S同期後スイープのが少ない非同期の振幅Vよりも_S。また、掃引の期間Ｔ_Ｏは、パルスの期間に従って調整されるが、その間にサイクルを残す。つまり、1回の掃引サイクルが2回のパルスサイクルに等しくなります。同期は、交互のサイクルごとに達成されます。

$$T_o > 2T_P$$

掃引タイミングT _OはTに制限される_Sとその振幅はV」に還元される_S。

1秒おきのパルスが掃引サイクルと同期して作られるので、この信号は2倍の周波数分割を示す回路として理解することができます。したがって、周波数分割回路は同期によって得られます。

発振器は、 alternating voltage または current by its own、入力を適用せずに。発振器にはamplifier そしてまた feedback出力から。提供されるフィードバックは、出力信号の一部とともに、入力信号と同相の出力信号の成分を含む回生フィードバックである必要があります。再生フィードバックを使用して非正弦波出力を生成する発振器は、次のように呼ばれます。Relaxation Oscillator。

すでにUJT緩和発振器を見てきました。別のタイプの弛緩発振器はブロッキング発振器です。

ブロッキングオシレーター

ブロッキングオシレータは、狭いパルスまたはトリガーパルスを生成するために使用される波形発生器です。出力信号からのフィードバックがある間、それはサイクルの後、特定の所定の時間の間フィードバックをブロックします。のこの機能blocking the output ありながら an oscillator、名前ブロッキングオシレータを取得します。

ブロッキング発振器の構築では、トランジスタが増幅器として使用され、トランスがフィードバックに使用されます。ここで使用されているトランスはPulse transformer。パルストランスの記号は以下のとおりです。

パルストランス

パルストランスは、電気エネルギーの長方形パルスのソースを負荷に結合するトランスです。パルスの形状やその他の特性を変更せずに維持します。それらは広帯域変圧器ですminimum attenuation およびゼロまたは最小 phase change。

トランスの出力は、接続されているコンデンサの充電と放電に依存します。

パルストランスを使用することにより、回生フィードバックが容易になります。パルストランスの巻線極性を適切に選択することにより、出力を同じ位相で入力にフィードバックすることができます。ブロッキング発振器は、コンデンサとパルストランスを単一のトランジスタとともに使用して作成されたこのような自走発振器であり、周期的なパルスを生成するデューティサイクルのほとんどで遮断されます。

ブロッキング発振器を使用すると、非安定および単安定動作が可能です。ただし、双安定動作はできません。それらを見ていきましょう。

単安定ブロッキングオシレータ

ブロッキングオシレータがその状態を変更するために単一のパルスを必要とする場合、それは単安定ブロッキングオシレータ回路と呼ばれます。これらの単安定ブロッキング発振器には2つのタイプがあります。彼らです

• ベースタイミングの単安定ブロッキングオシレータ
• エミッタタイミングを備えた単安定ブロッキングオシレータ

どちらの場合も、タイミング抵抗Rがゲート幅を制御し、トランジスタのベースに配置するとベースタイミング回路になり、トランジスタのエミッタに配置するとエミッタタイミング回路になります。

明確に理解するために、ベースタイミング単安定マルチバイブレータの動作について説明しましょう。

ベースタイミングを備えたトランジスタトリガー単安定ブロッキングオシレーター

トランジスタ、フィードバック用のパルストランス、およびトランジスタのベースの抵抗は、ベースタイミングを備えたトランジスタトリガー単安定ブロッキング発振器の回路を構成します。ここで使用されているパルストランスの巻数比はn: 1 基本回路が持っているところ nコレクタ回路がオンになるたびにターンします。抵抗Rは、パルス幅を制御するトランジスタのベースに直列に接続されています。

最初、トランジスタはオフ状態です。次の図に示すように、VBBはゼロまたは低すぎると見なされますが、これは無視できます。

デバイスがオフになっているため、コレクタの電圧は_VCCです。ただし、コレクタに負のトリガーが印加されると、電圧が低下します。トランスの巻線極性により、コレクタ電圧は低下し、ベース電圧は上昇します。

ベースからエミッタへの電圧がカットイン電圧よりも大きくなったとき、すなわち

$$V_{BE} > V_\gamma$$

次に、小さなベース電流が観察されます。これによりコレクタ電流が上昇し、コレクタ電圧が低下します。この動作はさらに累積し、コレクタ電流が増加し、コレクタ電圧がさらに減少します。回生フィードバック動作により、ループゲインが増加すると、トランジスタはすぐに飽和状態になります。しかし、これは安定した状態ではありません。

次に、小さなベース電流が観察されます。これによりコレクタ電流が上昇し、コレクタ電圧が低下します。この動作はさらに累積し、コレクタ電流が増加し、コレクタ電圧がさらに減少します。回生フィードバック動作により、ループゲインが増加すると、トランジスタはすぐに飽和状態になります。しかし、これは安定した状態ではありません。

トランジスタが飽和状態になると、コレクタ電流が増加し、ベース電流は一定になります。ここで、コレクタ電流がゆっくりとコンデンサの充電を開始し、トランスの電圧が低下します。トランスの巻線極性により、ベース電圧が上昇します。これにより、ベース電流が減少します。この累積的な動作により、トランジスタは回路の安定状態であるカットオフ状態になります。

ザ・ output waveforms 次のとおりです-

メイン disadvantageこの回路の特徴は、出力パルス幅を安定に保つことができないことです。コレクタ電流は

$$i_c = h_{FE}i_B$$

h _FEは温度に依存し、パルス幅はこれに比例して変化するため、出力パルス幅は安定しません。また、_hFEは使用するトランジスタによって異なります。

とにかく、抵抗がエミッタに配置されている場合、この欠点は解消できます。つまり、解決策は emitter timing circuit。上記の状態になると、エミッタタイミング回路でトランジスタがOFFするため、安定した出力が得られます。

Astableブロッキングオシレーター

ブロッキングオシレータがその状態を自動的に変更できる場合、それは非安定ブロッキングオシレータ回路と呼ばれます。これらの非安定ブロッキング発振器には2つのタイプがあります。彼らです

• ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器
• RC制御の非安定ブロッキング発振器

ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器では、コレクタに配置されたダイオードがブロッキング発振器の状態を変更します。RC制御の非安定ブロッキング発振器では、タイミング抵抗RとコンデンサCがエミッタセクションでネットワークを形成し、パルスタイミングを制御します。

明確に理解するために、ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器の動作について説明しましょう。

ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器

ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器には、コレクタ回路にパルストランスが含まれています。コンデンサは、トランスの2次側とトランジスタのベースの間に接続されます。トランスの一次側とダイオードはコレクターに接続されています。

アン initial pulse プロセスを開始するためにトランジスタのコレクタで与えられ、そこから no pulses are required回路は非安定マルチバイブレータとして動作します。下の図は、ダイオード制御のAstableブロッキング発振器の回路を示しています。

最初、トランジスタはオフ状態です。回路を開始するために、負のトリガーパルスがコレクターに適用されます。アノードがコレクタに接続されているダイオードは、逆バイアス状態になり、この負のトリガーパルスの印加によってオフになります。

このパルスはパルストランスに印加され、巻線の極性（図に示されている）により、位相反転なしで同じ量の電圧が誘導されます。この電圧はコンデンサを通ってベースに向かって流れ、ベース電流に寄与します。このベース電流は、カットイン電圧を横切るとき、トランジスタQプッシュエミッタ電圧にいくつかのベースを展開_1をONします。ここで、トランジスタQ ₁のコレクタ電流が上昇し、ダイオードとトランスの両方に適用されます。最初はオフだったダイオードがオンになります。変圧器の一次巻線に誘導される電圧は、変圧器の二次巻線にいくらかの電圧を誘導し、それを使用してコンデンサが充電を開始します。

それは充電になっている間にコンデンサが任意の電流を供給しませんように、ベース電流I _Bが流れなくなります。これは、トランジスタQ変わる₁ OFFに。したがって、状態が変更されます。

これで、オンになっていたダイオードの両端に電圧がかかり、それがトランスの1次側に印加され、2次側に誘導されます。ここで、電流がコンデンサを流れ、コンデンサが放電します。したがって、ベース電流i _Bが流れ、トランジスタが再びオンになります。出力波形は以下のとおりです。

ダイオードはトランジスタの状態変化を助けるため、この回路はダイオード制御されています。また、トリガーパルスは開始時にのみ印加されますが、回路はそれ自体で状態を変化させ続けるため、この回路は非安定発振器です。したがって、ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器という名前が付けられています。

別のタイプの回路は、トランジスタのエミッタ部分でRとCの組み合わせを使用し、RC制御の非安定ブロッキング発振回路と呼ばれます。

これまで、さまざまなパルス回路に出くわしました。時々、そのようなパルス入力の適用を特定の期間に制限する必要があります。この面で私たちを助ける回路はSampling gate circuit。これらは、linear gates または transmission gates または selection circuits。

これらのサンプリングゲートは、特定の時間間隔で送信信号を選択するのに役立ちます。この場合、出力信号は入力信号と同じか、それ以外はゼロになります。その期間は、を使用して選択されますcontrol signal または selection signal。

サンプリングゲート

サンプリングゲートの場合、出力信号は入力と同じであるか、選択した時間間隔で入力信号に比例している必要があり、それ以外の場合はゼロである必要があります。その選択された期間は、Transmission Period そして他の期間はとして呼ばれます Non-transmission Period。これは、を使用して選択されますcontrol signalVによって示される_C。次の図は、この点を説明しています。

制御信号Vとき_CがVである₁サンプリングゲートが閉じられ、Vとき_CがVである₂、それは開いています。パルス幅_Tgは、ゲートパルスが印加される時間を示します。

サンプリングゲートの種類

サンプリングゲートのタイプは次のとおりです。

• Unidirectional sampling sgates−これらのタイプのサンプリングゲートは、正または負のいずれかのパルスを通過させることができます。それらはダイオードを使用して構築されています。

• Bidirectional sampling gate−これらのタイプのサンプリングゲートは、正と負の両方のパルスを通過させることができます。それらは、ダイオードまたはBJTのいずれかを使用して構築されます。

使用するスイッチの種類

サンプリングゲートは、直列またはシャントスイッチを使用して構築できます。スイッチを開閉する必要がある時間は、ゲートパルス信号によって決まります。これらのスイッチは、ダイオードやトランジスタなどのアクティブエレメントに置き換えられています。

次の図は、直列スイッチとシャントスイッチを使用したサンプリングゲートのブロック図を示しています。

シリーズスイッチを使用したサンプリングゲート

このタイプのスイッチでは、スイッチSが閉じている場合、出力は入力と正確に等しいか比例します。その期間はTransmission Period。

スイッチSが開いている場合、出力はゼロまたはグランド信号になります。その期間はNon-transmission Period。

シャントスイッチを使用したサンプリングゲート

このタイプのスイッチでは、スイッチSが閉じている場合、出力はゼロまたはグランド信号になります。その期間はNon-transmission Period。

スイッチSが開いている場合、出力は入力と正確に等しいか比例します。その期間はTransmission Period。

サンプリングゲートは、デジタル回路の論理ゲートとはまったく異なります。それらは、パルスまたは電圧レベルによっても表されます。しかし、それらはデジタルゲートであり、それらの出力は入力の正確なレプリカではありません。一方、サンプリングゲート回路は、出力が入力の正確なレプリカであるアナログゲートです。

次の章では、サンプリングゲートのタイプについて説明します。

サンプリングゲートの概念を理解した後、サンプリングゲートのタイプを理解してみましょう。一方向サンプリングゲートは、正または負のいずれかのパルスを通過させることができます。それらはダイオードを使用して構築されています。

一方向サンプリングゲート回路は、コンデンサC、ダイオードDで構成され、二つの抵抗は、R ₁及びR _L。信号入力は、コンデンサに与えられ、制御入力は、抵抗Rに与えられる₁。出力は、負荷抵抗Rを横切って取られる_L。回路は以下のとおりです。

ダイオードの機能によれば、ダイオードのアノードがダイオードのカソードよりも正の場合にのみ導通します。ダイオードの入力に正の信号がある場合、ダイオードは導通します。ゲート信号がONしている期間が送信期間です。したがって、入力信号が送信されるのはその期間です。そうしないと、送信できません。

次の図は、入力信号とゲート信号の期間を示しています。

入力信号は、図に示すように、ゲートがオンになっている間だけ送信されます。

私たちが持っている回路から、

ダイオードのアノードは、2つの信号（Vが印加され、_SおよびV _C）。アノードの電圧がVとして示される場合_Pとカソードの電圧がVとして示される_N、出力電圧として得られます

$$V_o = V_P = (V_S + V_C) > V_N$$

したがって、ダイオードは順方向にバイアスされた状態にあります。

$$V_O = V_S + V_1 > V_N$$

次に

$$V_O = V_S$$

V ₁ = 0の場合、

次に

$$V_O = V_S + V_1 \: Which \: means \: V_O = V_S$$

V ₁ = 0の理想値。

したがって、V ₁ = 0の場合、入力信号全体が出力に現れます。V ₁の値が負の場合、入力の一部が失われ、V ₁が正の場合、入力とともに追加の信号が出力に表示されます。

このすべては送信期間中に発生します。

非送信期間中は、

$$V_O = 0$$

ダイオードが逆バイアス状態にあるため

アノードの電圧がカソードの電圧よりも低い場合、

$$V_S + V_C < 0 \: Volts$$

非送信期間中は、

$$V_C = V_2$$

$$V_S + V_2 < 0$$

Vの大きさは_2はVよりも非常に高くなければなりません_の。

$$|V_2| ≫ V_S$$

ダイオードが逆バイアスになるようにするためなので、電圧Vの和_SおよびV _Cは負でなければなりません。V _C（現在はV ₂）は可能な限り負である必要があります。これにより、V _Sは正ですが、両方の電圧の合計が負の結果になるはずです。

特殊なケース

ここで、制御電圧が負の値である、入力電圧のさまざまな値のいくつかのケースを見てみましょう。

ケース1

米国は、例えばVましょう_S 10V =およびV _C = -10V（V ₁ -20Vする）（V ₂）

今、これらの2つの信号が印加されるとき、（V _SおよびV _C）をアノードの電圧があろう

$$V_P = V_S + V_C$$

これは、送信周期程度であるように、唯一のV _1は、 Vのために考慮されている_C。

$$V_O = (10V) + (-10V) = 0V$$

したがって、ある程度の入力電圧が印加されていても、出力はゼロになります。次の図は、この点を説明しています。

ケース2

米国は、例えばVましょう_S 10V =およびV _C = -5V（V ₁ -20Vする）（V ₂）

今、これらの2つの信号が印加されるとき、（V _SおよびV _C）をアノードの電圧があろう

$$V_P = V_S + V_C$$

これは、送信周期程度であるように、唯一のV _1は、 Vのために考慮されている_C。

$$V_O = (10V) + (-5V) = 5V$$

したがって、出力は5 Vになります。次の図は、この点を説明しています。

ケース3

Vここで、私たちは例を見てみましょう_S = 10V及びV _C = 0V（V ₁）-20Vする（V ₂）

今、これらの2つの信号が印加されるとき、（V _SおよびV _C）をアノードの電圧があろう

$$V_P = V_S + V_C$$

これは、送信周期程度であるように、唯一のV _1は、 Vのために考慮されている_C。

$$V_O = (10V) + (0V) = 10V$$

したがって、出力は10 Vになります。次の図は、この点を説明しています。

ケース4

Vここで、私たちは例を見てみましょう_S = 10V及びV _C = 5V（V ₁）-20Vする（V ₂）

今、これらの2つの信号が印加されるとき、（V _SおよびV _C）をアノードの電圧があろう

$$V_P = V_S + V_C$$

これは、送信周期程度であるように、唯一のV _1は、 Vのために考慮されている_C。

$$V_O = (10V) + (5V) = 15V$$

したがって、出力は15Vになります。

出力電圧は、印加される制御電圧の影響を受けます。この電圧が入力に加算されて出力が生成されます。したがって、出力に影響します。

次の図は、両方の信号の重ね合わせを示しています。

ゲート電圧のみが印加されている間、出力は5vになることがわかります。両方の信号が適用される場合、V _PがVとして現れる_O。非送信期間中、出力は0vです。

上図からわかるように、送信期間と非送信期間の出力信号の差は、（V _S = 0の場合）入力信号は適用されませんが、次のように呼ばれます。Pedestal。この台座は正または負の場合があります。この例では、出力に正の台座が表示されます。

制御電圧に対するRCの影響

制御電圧が定常状態に達する前に入力信号が印加されると、出力に歪みが発生します。

制御信号が0vのときに入力信号が与えられた場合にのみ正しい出力が得られます。この0vは安定した値です。その前に入力信号を与えると歪みが発生します。

Aでの制御電圧のゆっくりとした上昇は、RC回路が存在するためです。RCの結果である時定数は、この波形の形状に影響を与えます。

一方向サンプリングゲートの長所と短所

一方向サンプリングゲートの長所と短所を見てみましょう。

利点

• 回路はシンプルです。

• 入力と出力の間の時間遅延が小さすぎます。

• より多くの入力に拡張できます。

• 非送信期間中は電流は流れません。したがって、静止状態では、電力損失はありません。

短所

• 制御入力信号（Vとの間の相互作用があります_CとV _Sは）

• 入力の数が増えると、制御入力の負荷が増加します。

• 出力は、制御入力電圧Vに対して敏感である₁（Vの上位レベル_C）

• 一度に1つの入力のみを適用する必要があります。

• 制御信号の立ち上がり時間が遅いため、定常状態に達する前に入力信号を印加すると、出力が歪む可能性があります。

これまでに説明した単方向サンプリングゲート回路には、単一の入力があります。この章では、複数の入力信号を処理できる単方向サンプリングゲート回路について説明します。

一方向サンプリングゲート回路は、同じ値のコンデンサと抵抗で構成されています。ここでは、2つの入力を持つ2つの入力単方向ダイオードサンプリングゲートについて検討します。この回路には、同じ値の2つのコンデンサと2つの抵抗があります。それらはそれぞれ2つのダイオードで接続されています。

制御信号は抵抗に適用されます。出力は負荷抵抗の両端で取得されます。次の図は、複数の入力信号を持つ単方向ダイオードサンプリングゲートの回路図を示しています。

制御入力が与えられると、

Vに_C = V ₁送信期間中であり、ダイオードDの両方の₁およびD _2は前方に付勢されています。これで、出力は3つの入力すべての合計になります。

$$V_O = V_{S1} + V_{S2} + V_C$$

Vのための₁、理想値である= 0V

$$V_O = V_{S1} + V_{S2}$$

ここでは、送信期間中の任意の時点で、1つの入力のみを適用する必要があるという大きな制限があります。これはこの回路の欠点です。

非送信期間中は、

$$V_C = V_2$$

両方のダイオードは逆バイアスになり、開回路を意味します。

これにより、出力が作成されます

$$V_O = 0V$$

この回路の主な欠点は、 loading of the circuit入力の数が増えると増加します。この制限は、制御入力が入力信号ダイオードの後に​​与えられる別の回路によって回避することができます。

ペデスタルリダクション

さまざまなタイプのサンプリングゲートとそれらが生成する出力を通過しているときに、出力波形に次のような余分な電圧レベルが発生しました。 Pedestal。これは不要であり、ノイズが発生します。

ゲート回路のペデスタルの削減

入力信号が印加されていない場合の送信期間と非送信期間の出力信号の差は、次のように呼ばれます。 Pedestal。正または負の台座にすることができます。

したがって、入力信号がないにもかかわらず、ゲート電圧のために観測された出力です。これは不要であり、減らす必要があります。以下の回路は、ゲート回路のペデスタルを減らすように設計されています。

制御信号は、Vで送信期間中、すなわち、印加されたときに₁、Q ₁をオン及びQ ₂ターンOFFとV _CCは、 Rを介して印加される_C Qに₁。一方、すなわちVでnontransmission期間中₂、Q _2つのをオン及びQ _1つの巻数OFFとV _CCは、 Rを介して印加される_C Qに₂。ベース電圧–V _BB1と–V _BB2、およびゲート信号の振幅は、2つのトランジスタ電流が同一になるように調整され、その結果、静止出力電圧レベルは一定に保たれます。

ゲートパルス電圧がトランジスタの_VBEと比較して大きい場合、各トランジスタは、導通していないときにカットオフよりはるかに下にバイアスされます。だから、ときゲート電圧が表示され、Q _2は、 Q途中でカットに駆動される₁ゲートの終わりに、Qに対し、導通を開始_1は、 Qの前に遮断するように駆動される₂導通を開始します。

次の図は、これをより適切に説明しています。

したがって、ゲート信号は上の図のように表示されます。ゲート信号電圧は、この波形に重ねて表示されます。ゲート波形の立ち上がり時間がゲート持続時間と比較して小さい場合、これらのスパイクは無視できる値になります。

いくつかあります drawbacks この回路の

• 明確な立ち上がり時間と立ち下がり時間があり、急激なスパイクが発生します

• RCを流れる連続電流は多くの熱を放散します

• 2つのバイアス電圧と2つの制御信号源（互いに補完し合う）により、回路が複雑になります。

これらの欠点以外に、この回路はゲート回路のペデスタルを減らすのに役立ちます。

双方向ゲートは、単方向ゲートとは異なり、正と負の両方の極性の信号を送信します。これらのゲートは、トランジスタまたはダイオードのいずれかを使用して構築できます。さまざまな種類の回路から、トランジスタで構成された回路とダイオードで構成された回路を見てみましょう。

トランジスタを使用した双方向サンプリングゲート

基本的な双方向サンプリングゲートは、トランジスタと3つの抵抗で構成されています。入力信号電圧V _S及び制御入力電圧V _Cは、トランジスタのベースに加算抵抗を介して印加されます。以下の回路図は、トランジスタを使用した双方向サンプリングゲートを示しています。

V制御入力_Cがここで適用される2つのレベルVのパルス波形である₁とV ₂と幅Tのパルス_Pを。このパルス幅によって、必要な送信間隔が決まります。ゲーティング信号により、入力を送信できます。ゲート信号が低レベルのVであるとき₂、トランジスタは、活性領域に入ります。したがって、ゲーティング入力が上位レベルに維持されるまで、トランジスタのベースに現れるいずれかの極性の信号がサンプリングされ、出力で増幅されているように見えます。

4ダイオード双方向サンプリングゲート

双方向サンプリングゲート回路もダイオードを使用して作られています。このモデルの基本的なものは、2ダイオード双方向サンプリングゲートです。ただし、次のような欠点はほとんどありません。

• ゲインが低い
• 制御電圧の不均衡に敏感です
• V _n（分）が過剰である可能性があります
• ダイオード容量の漏れがあります

これらの機能を改善するために、4ダイオード双方向サンプリングゲートが開発されました。図に示すように、2つの双方向サンプリングゲート回路が改良され、さらに2つのダイオードと2つの平衡電圧+ vまたは–vが追加され、4つのダイオードの双方向サンプリングゲートの回路が作成されました。

制御は、V電圧_Cと-V _CダイオードDは逆バイアス₃及びD _4がそれぞれ。電圧+ Vと-Vの順方向バイアスダイオードは、D ₁およびD ₂はそれぞれ。信号源は、抵抗器Ｒ_２と導電性ダイオードＤ_１およびＤ_２を介して負荷に結合されている。ダイオードＤ_３およびＤ_４は逆バイアスされているので、それらは開いており、制御信号をゲートから切り離している。したがって、制御信号の不均衡は出力に影響を与えません。

印加される制御電圧がVである場合_、N及び-V _N、次にダイオードD ₃及びD ₄が導通し。点P ₂及びP _1はダイオードD作るこれらの電圧にクランプされている₁及びD ₂リヴィアに付勢。これで、出力はゼロになります。

送信中に、ダイオードD ₃及びD _4がOFFされています。回路のゲインAは次の式で与えられます。

$$A = \frac{R_C}{R_C + R_2} \times \frac{R_L}{R_L + (R_s/2)}$$

したがって、制御電圧の適用を選択すると、送信が有効または無効になります。どちらの極性の信号も、ゲーティング入力に応じて送信されます。

サンプリングゲートのアプリケーション

サンプリングゲート回路には多くの用途があります。最も一般的なものは次のとおりです-

• サンプリングスコープ
• Multiplexers
• サンプルアンドホールド回路
• デジタル-アナログコンバーター
• チョップドスタビライザーアンプ

サンプリングゲート回路のアプリケーションの中で、サンプリングスコープ回路が普及しています。サンプリングスコープのブロック図を考えてみましょう。

サンプリングスコープ

サンプリングスコープでは、表示は入力波形のサンプルのシーケンスで構成されます。これらの各サンプルは、波形の基準点に対して徐々に遅れて取得されます。これは、以下のブロック図に示されているサンプリングスコープの動作原理です。

ザ・ ramp generator そしてその stair case generator適用されたトリガー入力に従って波形を生成します。ザ・comparator これらの信号の両方を比較して出力を生成し、それが制御信号としてサンプリングゲート回路に渡されます。

制御入力がハイのとき、 sampling gate は出力に送られ、制御入力がローのときは常に入力は送信されません。

サンプルを取得している間、それらは時間の瞬間に選択され、等しい増分で徐々に遅延します。サンプルは、持続時間がサンプリングゲート制御の持続時間に等しく、振幅がサンプリング時の入力信号の大きさによって決定されるパルスで構成されます。その場合に生成されるパルス幅は低くなります。

パルス変調の場合と同様に、信号をサンプリングして保持する必要があります。しかし、パルス幅が小さいので、増幅回路によって増幅されて、stretch 次に、ダイオードとコンデンサの組み合わせ回路に与えられて、 hold次のサンプルの間隔を満たすための信号。この回路が与えられる出力vertical deflection plates そして掃引回路の出力はに与えられます horizontal deflection plates サンプリングスコープの出力波形を表示します。