Mikrowellentechnik - Kurzanleitung

Das elektromagnetische Spektrum besteht aus dem gesamten Bereich der elektromagnetischen Strahlung. Strahlung ist die Energie, die sich bei ihrer Ausbreitung ausbreitet. Die Arten der elektromagnetischen Strahlung, die das elektromagnetische Spektrum erzeugen, sind im folgenden Screenshot dargestellt.

Lassen Sie uns nun einen Blick auf die Eigenschaften von Mikrowellen werfen.

Eigenschaften von Mikrowellen

Im Folgenden sind die Haupteigenschaften von Mikrowellen aufgeführt.

• Mikrowellen sind die Wellen, die elektromagnetische Energie mit kürzerer Wellenlänge ausstrahlen.

• Mikrowellen werden von der Ionosphäre nicht reflektiert.

• Mikrowellen bewegen sich in einer geraden Linie und werden von den leitenden Oberflächen reflektiert.

• Mikrowellen können in kürzeren Entfernungen leicht gedämpft werden.

• Mikrowellenströme können durch eine dünne Kabelschicht fließen.

Vorteile von Mikrowellen

Es gibt viele Vorteile von Mikrowellen wie die folgenden:

• Unterstützt eine größere Bandbreite und daher werden mehr Informationen übertragen. Aus diesem Grund werden Mikrowellen für die Punkt-zu-Punkt-Kommunikation verwendet.

• Mehr Antennengewinn ist möglich.

• Höhere Datenraten werden übertragen, wenn die Bandbreite größer ist.

• Die Antennengröße wird reduziert, da die Frequenzen höher sind.

• Geringer Stromverbrauch, da die Signale höhere Frequenzen haben.

• Der Fading-Effekt wird durch die Verwendung der Sichtlinienausbreitung verringert.

• Bietet einen effektiven Reflexionsbereich in den Radarsystemen.

• Satelliten- und terrestrische Kommunikation mit hohen Kapazitäten sind möglich.

• Es können kostengünstige Miniatur-Mikrowellenkomponenten entwickelt werden.

• Effektive Frequenznutzung mit einer Vielzahl von Anwendungen in allen verfügbaren Betriebsfrequenzbereichen.

Nachteile von Mikrowellen

Es gibt einige Nachteile von Mikrowellen wie die folgenden:

• Die Kosten für Ausrüstung oder Installation sind hoch.
• Sie sind kräftig und nehmen mehr Platz ein.
• Elektromagnetische Störungen können auftreten.
• Variationen der dielektrischen Eigenschaften mit den Temperaturen können auftreten.
• Inhärente Ineffizienz der elektrischen Energie.

Anwendungen von Mikrowellen

Es gibt eine Vielzahl von Anwendungen für Mikrowellen, die für andere Strahlungen nicht möglich sind. Sie sind -

Drahtlose Kommunikation

• Für Ferngespräche
• Bluetooth
• WIMAX-Operationen
• Übertragungen im Freien
• Broadcast-Hilfsdienste
• Fernabnehmer
• Studio / Sender-Verbindung
• Direct Broadcast Satellite (DBS)
• Persönliche Kommunikationssysteme (PCS)
• Drahtlose lokale Netzwerke (WLANs)
• Cellular Video (CV) -Systeme
• System zur Vermeidung von Autounfällen

Elektronik

• Schnelle jitterfreie Schalter
• Phasenschieber
• HF-Erzeugung
• Stimmelemente
• ECM / ECCM-Systeme (Electronic Counter Measure)
• Spread-Spectrum-Systeme

Kommerzielle Verwendungen

• Einbruchalarm
• Garagentoröffner
• Geschwindigkeitsmesser der Polizei
• Identifizierung durch berührungslose Methoden
• Handys, Pager, WLANs
• Satellitenfernsehen, XM-Radio
• Bewegungsmelder
• Fernerkundung

Navigation

• Globale Navigationssatellitensysteme
• Global Positioning System (GPS)

Militär und Radar

• Radargeräte zur Erfassung der Reichweite und Geschwindigkeit des Ziels.

• SONAR-Anwendungen

• Luftraumüberwachung

• Wettervorhersage

• Navigation von Schiffen

• Minesweeping-Anwendungen

• Durchsetzung von Geschwindigkeitsbegrenzungen

• Militär verwendet Mikrowellenfrequenzen für die Kommunikation und für die oben genannten Anwendungen.

Forschungsanwendungen

• Atomresonanzen
• Kernresonanzen

Radioastronomie

• Markieren Sie die kosmische Mikrowellen-Hintergrundstrahlung
• Erkennung mächtiger Wellen im Universum
• Detektion vieler Strahlungen im Universum und in der Erdatmosphäre

Nahrungsmittelindustrie

• Mikrowellenherde zum Aufwärmen und Kochen
• Anwendungen für die Lebensmittelverarbeitung
• Vorheizanwendungen
• Pre-cooking
• Braten von Getreide / Bohnen
• Kartoffelchips trocknen
• Feuchtigkeitsausgleich
• Wassermoleküle absorbieren

Industrielle Anwendungen

• Vulkanisierender Gummi
• Analytische Chemieanwendungen
• Trocknungs- und Reaktionsprozesse
• Keramik verarbeiten
• Polymermatrix
• Oberflächenmodifikation
• Chemische Dampfverarbeitung
• Pulververarbeitung
• Sterilisieren von Arzneimitteln
• Chemische Synthese
• Abfallsanierung
• Kraftübertragung
• Tunnelbohrung
• Stein / Beton brechen
• Kohleflöze aufbrechen
• Aushärten von Zement
• HF-Beleuchtung
• Fusionsreaktoren
• Aktive Ablehnungssysteme

Halbleiterverarbeitungstechniken

• Reaktives Ionenätzen
• Chemische Gasphasenabscheidung

Spektroskopie

• Elektronenparamagnetische Resonanz (EPR oder ESR) -Spektroskopie
• Über ungepaarte Elektronen in Chemikalien Bescheid wissen
• Die freien Radikale in Materialien kennen
• Elektronenchemie

Medizinische Anwendungen

• Herzschlag überwachen
• Lungenwassererkennung
• Tumordetektion
• Regionale Hyperthermie
• Therapeutische Anwendungen
• Lokale Heizung
• Angioplasty
• Mikrowellentomographie
• Mikrowellenakustische Bildgebung

Damit sich eine Welle ausbreiten kann, ist ein Medium erforderlich. Die Übertragungsleitungen, die von verschiedenen Typen sind, werden zur Ausbreitung von Mikrowellen verwendet. Lassen Sie uns im nächsten Kapitel mehr darüber erfahren.

EIN transmission lineist ein Verbinder, der Energie von einem Punkt zum anderen überträgt. Das Studium der Übertragungsleitungstheorie ist hilfreich für die effektive Nutzung von Strom und Ausrüstung.

Grundsätzlich gibt es vier Arten von Übertragungsleitungen -

• Zweiadrige parallele Übertragungsleitungen
• Koaxialleitungen
• Streifensubstratübertragungsleitungen
• Waveguides

Während des Sendens oder Empfangens muss die Energieübertragung effektiv und ohne Energieverschwendung erfolgen. Um dies zu erreichen, müssen bestimmte wichtige Parameter berücksichtigt werden.

Hauptparameter einer Übertragungsleitung

Die wichtigen Parameter einer Übertragungsleitung sind Widerstand, Induktivität, Kapazität und Leitfähigkeit.

Widerstand und Induktivität zusammen werden als Übertragungsleitung bezeichnet impedance.

Kapazität und Leitfähigkeit zusammen werden als bezeichnet admittance.

Widerstand

Der Widerstand, den das Material bietet, aus dem die Übertragungsleitungen bestehen, wird insbesondere bei kürzeren Leitungen erheblich sein. Mit zunehmendem Netzstrom steigt auch der ohmsche Verlust $ \ left (I ^ {2} R \: loss \ right) $.

Der Widerstand $R$ eines Leiters der Länge "$l$" und Querschnitt "$a$" wird dargestellt als

$$ R = \ rho \ frac {l} {a} $$

Wo

?? $ \ rho $ = Widerstand des Leitermaterials, der konstant ist.

Temperatur und Frequenz des Stroms sind die Hauptfaktoren, die den Widerstand einer Leitung beeinflussen. Der Widerstand eines Leiters ändert sich linear mit der Temperaturänderung. Wenn dagegen die Frequenz des Stroms zunimmt, nimmt auch die Stromdichte zur Oberfläche des Leiters hin zu. Andernfalls nimmt die Stromdichte zur Mitte des Leiters hin zu.

Das heißt, je mehr Strom zur Oberfläche des Leiters fließt, desto weniger fließt er zum Zentrum, das als Skin Effect.

Induktivität

In einer Wechselstromübertragungsleitung fließt der Strom sinusförmig. Dieser Strom induziert ein Magnetfeld senkrecht zum elektrischen Feld, das sich auch sinusförmig ändert. Dies ist als Faradaysches Gesetz bekannt. Die Felder sind in der folgenden Abbildung dargestellt.

Dieses variierende Magnetfeld induziert eine gewisse EMF in den Leiter. Diese induzierte Spannung oder EMK fließt nun in die entgegengesetzte Richtung zu dem anfänglich fließenden Strom. Diese EMF, die in die entgegengesetzte Richtung fließt, wird äquivalent durch einen Parameter gezeigt, der als bekannt istInductanceDies ist die Eigenschaft, der Stromverschiebung entgegenzuwirken.

Es wird mit "L". Die Maßeinheit ist"Henry(H)".

Leitfähigkeit

Zwischen der Übertragungsleitung und der Masse sowie zwischen den Phasenleitern tritt ein Leckstrom auf. Diese geringe Menge an Leckstrom fließt im Allgemeinen durch die Oberfläche des Isolators. Die Umkehrung dieses Leckstroms wird als bezeichnetConductance. Es wird mit "G".

Der Stromfluss ist mit der Induktivität verbunden und die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Punkten ist mit der Kapazität verbunden. Die Induktivität ist dem Magnetfeld zugeordnet, während die Kapazität dem elektrischen Feld zugeordnet ist.

Kapazität

Die Spannungsdifferenz zwischen dem Phase conductorserzeugt ein elektrisches Feld zwischen den Leitern. Die beiden Leiter sind wie parallele Platten und die Luft zwischen ihnen wird dielektrisch. Dieses Muster führt zu dem Kapazitätseffekt zwischen den Leitern.

Charakteristische Impedanz

Wenn eine gleichmäßige verlustfreie Übertragungsleitung für eine in eine Richtung laufende Welle betrachtet wird, wird das Verhältnis der Amplituden von Spannung und Strom entlang dieser Leitung, das keine Reflexionen aufweist, als bezeichnet Characteristic impedance.

Es wird mit $ Z_0 $ bezeichnet

$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {Spannung \: \: Welle \: \: Wert} {Strom \: \: Welle \: \: Wert}} $$

$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {R + jwL} {G + jwC}} $$

Für eine verlustfreie Zeile gilt $ R_0 = \ sqrt {\ frac {L} {C}} $

Wobei $ L $ & $ C $ die Induktivität und Kapazität pro Längeneinheit sind.

Impedanzanpassung

Um eine maximale Leistungsübertragung auf die Last zu erreichen, muss eine Impedanzanpassung durchgeführt werden. Um diese Impedanzanpassung zu erreichen, müssen die folgenden Bedingungen erfüllt sein.

Der Widerstand der Last sollte gleich dem der Quelle sein.

$$ R_L = R_S $$

Die Reaktanz der Last sollte gleich der der Quelle sein, jedoch ein entgegengesetztes Vorzeichen haben.

$$ X_L = -X_S $$

Das heißt, wenn die Quelle induktiv ist, sollte die Last kapazitiv sein und umgekehrt.

Reflexionsfaktor

Der Parameter, der die Menge der reflektierten Energie aufgrund einer Impedanzfehlanpassung in einer Übertragungsleitung ausdrückt, wird als bezeichnet Reflection coefficient. Es wird durch $ \ rho $ angezeigt(rho).

Es kann definiert werden als "das Verhältnis der reflektierten Spannung zur an den Lastklemmen einfallenden Spannung".

$$ \ rho = \ frac {reflektierte \: Spannung} {Vorfall \: Spannung} = \ frac {V_r} {V_i} \: at \: load \: Terminals $$

Wenn die Impedanz zwischen dem Gerät und der Übertragungsleitung nicht übereinstimmt, wird die Energie reflektiert. Je höher die Energie reflektiert wird, desto größer ist der Wert des Reflexionskoeffizienten $ \ rho $.

Spannungs-Stehwellenverhältnis (VSWR)

Die stehende Welle wird gebildet, wenn die einfallende Welle reflektiert wird. Die gebildete stehende Welle enthält eine gewisse Spannung. Die Größe stehender Wellen kann anhand stehender Wellenverhältnisse gemessen werden.

Das Verhältnis der maximalen Spannung zur minimalen Spannung in einer stehenden Welle kann als Spannungs-Stehwellenverhältnis (VSWR) definiert werden. Es wird mit "$ S $" bezeichnet.

$$ S = \ frac {\ left | V_ {max} \ right |} {\ left | V_ {min} \ right |} \ quad 1 \: \ leq S \ leq \ infty $$

VSWR beschreibt das Spannungs-Stehwellenmuster, das in der Übertragungsleitung aufgrund der Phasenaddition und -subtraktion der einfallenden und reflektierten Wellen vorhanden ist.

Daher kann es auch geschrieben werden als

$$ S = \ frac {1 + \ rho} {1 - \ rho} $$

Je größer die Impedanzfehlanpassung ist, desto höher ist die Amplitude der stehenden Welle. Wenn daher die Impedanz perfekt angepasst ist,

$$ V_ {max}: V_ {min} = 1: 1 $$

Daher ist der Wert für VSWR Eins, was bedeutet, dass die Übertragung perfekt ist.

Effizienz von Übertragungsleitungen

Der Wirkungsgrad von Übertragungsleitungen ist definiert als das Verhältnis der Ausgangsleistung zur Eingangsleistung.

$ \% \: Effizienz \: von \: Übertragung \: Leitung \: \ eta = \ frac {Leistung \: geliefert \: bei \: Empfang} {Leistung \: gesendet \: von \: der \: Übertragung \: Ende} \ mal 100 $

Spannungsregulierung

Die Spannungsregelung ist definiert als die Änderung der Größe der Spannung zwischen dem Sende- und dem Empfangsende der Übertragungsleitung.

$ \% \: Spannung \: Regulierung = \ frac {Senden \: Ende \: Spannung - \: Empfangen \: Ende \: Spannung} {Senden \: Ende \: Spannung} \ mal 100 $

Verluste aufgrund von Impedanzfehlanpassung

Wenn die Übertragungsleitung nicht mit einer angepassten Last abgeschlossen wird, treten Verluste auf. Diese Verluste sind viele Arten wie Dämpfungsverlust, Reflexionsverlust, Übertragungsverlust, Rückflussverlust, Einfügungsverlust usw.

Dämpfungsverlust

Der Verlust, der aufgrund der Absorption des Signals in der Übertragungsleitung auftritt, wird als Dämpfungsverlust bezeichnet, der als dargestellt wird

$$ Dämpfung \: Verlust (dB) = 10 \: log_ {10} \ left [\ frac {E_i - E_r} {E_t} \ right] $$

Wo

• $ E_i $ = die Eingangsenergie

• $ E_r $ = die reflektierte Energie von der Last zum Eingang

• $ E_t $ = die an die Last übertragene Energie

Reflexionsverlust

Der Verlust, der aufgrund der Reflexion des Signals aufgrund einer Impedanzfehlanpassung der Übertragungsleitung auftritt, wird als Reflexionsverlust bezeichnet, der als dargestellt wird

$$ Reflexion \: Verlust (dB) = 10 \: log_ {10} \ left [\ frac {E_i} {E_i - E_r} \ right] $$

Wo

• $ E_i $ = die Eingangsenergie

• $ E_r $ = die von der Last reflektierte Energie

Übertragungsverlust

Der Verlust, der während der Übertragung über die Übertragungsleitung auftritt, wird als Übertragungsverlust bezeichnet, der als dargestellt wird

$$ Übertragung \: Verlust (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_i} {E_t} $$

Wo

• $ E_i $ = die Eingangsenergie

• $ E_t $ = die übertragene Energie

Rückflussdämpfung

Das Maß für die von der Übertragungsleitung reflektierte Leistung wird als Rückflussdämpfung bezeichnet, die als dargestellt wird

$$ Return \: loss (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_i} {E_r} $$

Wo

• $ E_i $ = die Eingangsenergie

• $ E_r $ = die reflektierte Energie

Einfügungsverlust

Der Verlust, der aufgrund der Energieübertragung über eine Übertragungsleitung im Vergleich zur Energieübertragung ohne Übertragungsleitung auftritt, wird als Einfügungsverlust bezeichnet, der als dargestellt wird

$$ Einfügung \: Verlust (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_1} {E_2} $$

Wo

• $ E_1 $ = die Energie, die die Last erhält, wenn sie direkt an die Quelle angeschlossen ist, ohne Übertragungsleitung.

• $ E_2 $ = die Energie, die von der Last empfangen wird, wenn die Übertragungsleitung zwischen der Last und der Quelle angeschlossen ist.

Stub Matching

Wenn die Lastimpedanz nicht mit der Quellenimpedanz übereinstimmt, wird manchmal eine Methode namens "Stub Matching" verwendet, um eine Anpassung zu erreichen.

Der Vorgang des Verbindens der Abschnitte von offenen oder Kurzschlussleitungen wird aufgerufen stubs im Shunt mit der Hauptlinie an einem Punkt oder Punkten, kann als bezeichnet werden Stub Matching.

Bei höheren Mikrowellenfrequenzen werden grundsätzlich zwei Stub-Matching-Techniken angewendet.

Single Stub Matching

Bei der Einzelstummelanpassung wird ein Stummel mit einer bestimmten festen Länge in einiger Entfernung von der Last platziert. Es wird nur für eine feste Frequenz verwendet, da für jede Frequenzänderung die Position des Stubs geändert werden muss, was nicht erfolgt. Diese Methode ist nicht für Koaxialleitungen geeignet.

Double Stub Matching

Bei der Doppelbolzenanpassung werden zwei Stummel variabler Länge an bestimmten Positionen fixiert. Wenn sich die Last ändert, werden nur die Längen der Stichleitungen angepasst, um eine Anpassung zu erreichen. Dies wird in der Laborpraxis häufig als Einzelfrequenzanpassungsgerät verwendet.

Die folgenden Abbildungen zeigen, wie die Stub-Matchings aussehen.

Die Einzelstummelanpassung und die Doppelstummelanpassung, wie in den obigen Figuren gezeigt, werden in den Übertragungsleitungen durchgeführt, um eine Impedanzanpassung zu erreichen.

Eine Welle hat sowohl elektrische als auch magnetische Felder. Alle Querkomponenten des elektrischen und magnetischen Feldes werden aus den axialen Komponenten des elektrischen und magnetischen Feldes in z-Richtung bestimmt. Dies ermöglicht Modenformationen wie TE, TM, TEM und Hybrid in Mikrowellen. Lassen Sie uns einen Blick auf die Arten von Modi werfen.

Die Richtung der elektrischen und magnetischen Feldkomponenten entlang drei zueinander senkrechten Richtungen x, y und z ist wie in der folgenden Abbildung gezeigt.

Arten von Modi

Die Ausbreitungsarten von Mikrowellen sind -

TEM (Transversale elektromagnetische Welle)

In diesem Modus sind sowohl das elektrische als auch das magnetische Feld rein quer zur Ausbreitungsrichtung. Es gibt keine Komponenten in $ 'Z' $ -Richtung.

$$ E_z = 0 \: und \: H_z = 0 $$

TE (Transverse Electric Wave)

In diesem Modus ist das elektrische Feld rein quer zur Ausbreitungsrichtung, das Magnetfeld dagegen nicht.

$$ E_z = 0 \: und \: H_z \ ne 0 $$

TM (Transversale Magnetwelle)

In diesem Modus ist das Magnetfeld rein quer zur Ausbreitungsrichtung, das elektrische Feld dagegen nicht.

$$ E_z \ ne 0 \: und \: H_z = 0 $$

HE (Hybridwelle)

In diesem Modus ist weder das elektrische noch das magnetische Feld rein quer zur Ausbreitungsrichtung.

$$ E_z \ ne 0 \: und \: H_z \ ne 0 $$

Mehrleiterleitungen unterstützen normalerweise den TEM-Ausbreitungsmodus, da die Theorie der Übertragungsleitungen nur auf diejenigen Leitersysteme anwendbar ist, die einen Go- und Return-Pfad haben, dh diejenigen, die eine TEM-Welle unterstützen können.

Wellenleiter sind Einleiterleitungen, die TE- und TM-Modi, jedoch nicht TEM-Modi zulassen. Offene Leiterführungen unterstützen Hybridwellen. Die Arten von Übertragungsleitungen werden im nächsten Kapitel erläutert.

Die herkömmlichen Open-Wire-Übertragungsleitungen sind nicht für die Mikrowellenübertragung geeignet, da die Strahlungsverluste hoch wären. Bei Mikrowellenfrequenzen können die verwendeten Übertragungsleitungen grob in drei Typen eingeteilt werden. Sie sind -

• Mehrleiterleitungen
  • Koaxiale Linien
  • Streifen entfernen
  • Mikrostreifenleitungen
  • Slot Lines
  • Koplanare Linien usw.

• Einleiterleitungen (Wellenleiter)
  • Rechteckige Wellenleiter
  • Kreisförmige Wellenleiter
  • Elliptische Wellenleiter
  • Wellenleiter mit einem Riff
  • Wellenleiter mit zwei Rippen usw.

• Offene Grenzstrukturen
  • Dielektrische Stangen
  • Offene Wellenleiter usw.

Mehrleiterleitungen

Die Übertragungsleitungen mit mehr als einem Leiter werden als Mehrleiterleitungen bezeichnet.

Koaxiale Linien

Dieser wird hauptsächlich für Hochfrequenzanwendungen verwendet.

Eine Koaxialleitung besteht aus einem Innenleiter mit Innendurchmesser dund dann ein konzentrisches zylindrisches Isoliermaterial darum herum. Dieser ist von einem Außenleiter umgeben, der ein konzentrischer Zylinder mit einem Innendurchmesser istD. Diese Struktur wird durch einen Blick auf die folgende Abbildung gut verstanden.

Der grundlegende und dominante Modus in Koaxialkabeln ist der TEM-Modus. Es gibt keine Grenzfrequenz im Koaxialkabel. Es durchläuft alle Frequenzen. Bei höheren Frequenzen beginnt sich jedoch ein Nicht-TEM-Modus höherer Ordnung auszubreiten, was zu einer starken Dämpfung führt.

Streifenlinien

Dies sind die planaren Übertragungsleitungen, die bei Frequenzen von 100 MHz bis 100 GHz verwendet werden.

EIN Strip line besteht aus einem zentralen dünnen leitenden Streifen der Breite ω das ist größer als seine Dicke t. Es wird innerhalb des verlustarmen dielektrischen (& _egr ; _r ) Substrats der Dicke b / 2 zwischen zwei breiten Grundplatten angeordnet. Die Breite der Grundplatten ist fünfmal größer als der Abstand zwischen den Platten.

Die Dicke des metallischen Mittelleiters und die Dicke der metallischen Masseebenen sind gleich. Die folgende Abbildung zeigt die Querschnittsansicht der Streifenlinienstruktur.

Der grundlegende und dominante Modus in Streifenleitungen ist der TEM-Modus. Zumb<λ/2wird es keine Ausbreitung in Querrichtung geben. Die Impedanz einer Streifenlinie ist umgekehrt proportional zum Verhältnis der Breiteω des Innenleiters auf die Entfernung b zwischen den Grundebenen.

Micro Strip Lines

Die Streifenleitung hat den Nachteil, dass sie zum Einstellen und Einstellen nicht zugänglich ist. Dies wird in Mikrostreifenleitungen vermieden, die die Montage von aktiven oder passiven Geräten ermöglichen und auch geringfügige Anpassungen nach der Herstellung der Schaltung ermöglichen.

Eine Mikrostreifenleitung ist eine unsymmetrische Übertragungsleitung für parallele Platten mit einem dielektrischen Substrat, das unten einen metallisierten Grund und oben einen dünnen leitenden Streifen mit einer Dicke aufweist.t'und Breite'ω'. Dies kann durch einen Blick auf die folgende Abbildung verstanden werden, die eine Mikrostreifenlinie zeigt.

Die charakteristische Impedanz eines Mikrostreifens ist eine Funktion der Streifenlinienbreite (ω)Dicke (t) und der Abstand zwischen der Linie und der Grundebene (h). Es gibt viele Arten von Mikrostreifenleitungen, wie beispielsweise eingebettete Mikrostreifenleitungen, invertierte Mikrostreifenleitungen, hängende Mikrostreifenleitungen und geschlitzte Mikrostreifenübertragungsleitungen.

Zusätzlich zu diesen wurden einige andere TEM-Leitungen wie parallele Streifenleitungen und koplanare Streifenleitungen auch für integrierte Mikrowellenschaltungen verwendet.

Andere Linien

EIN Parallel Strip lineähnelt einer Zweileiter-Übertragungsleitung. Es kann den Quasi-TEM-Modus unterstützen. Die folgende Abbildung erklärt dies.

EIN Coplanar strip linewird durch zwei leitende Streifen gebildet, wobei ein Streifen geerdet ist und beide auf derselben Substratoberfläche angeordnet sind, um bequeme Verbindungen herzustellen. Die folgende Abbildung erklärt dies.

EIN Slot line transmission linebesteht aus einem Schlitz oder einer Lücke in einer leitenden Beschichtung auf einem dielektrischen Substrat, und dieser Herstellungsprozess ist identisch mit den Mikrostreifenleitungen. Es folgt die schematische Darstellung.

Ein koplanarer Wellenleiter besteht aus einem Streifen eines dünnen Metallfilms, der auf der Oberfläche einer dielektrischen Platte abgeschieden wird. Diese Platte hat zwei Elektroden, die neben und parallel zum Streifen auf derselben Oberfläche verlaufen. Die folgende Abbildung erklärt dies.

Alle diese Mikrostreifenleitungen werden in Mikrowellenanwendungen verwendet, bei denen die Verwendung sperriger und teurer Herstellungsleitungen von Nachteil ist.

Offene Grenzstrukturen

Diese können auch als angegeben werden Open Electromagnetic Waveguides. Ein Wellenleiter, der nicht vollständig von einer Metallabschirmung umgeben ist, kann als offener Wellenleiter betrachtet werden. Freiraum wird auch als eine Art offener Wellenleiter angesehen.

Ein offener Wellenleiter kann als jede physikalische Vorrichtung mit axialer Längssymmetrie und unbegrenztem Querschnitt definiert werden, die elektromagnetische Wellen leiten kann. Sie besitzen ein Spektrum, das nicht mehr diskret ist. Mikrostreifenleitungen und optische Fasern sind ebenfalls Beispiele für offene Wellenleiter.

Wenn die Frequenz eines Signals oder eines bestimmten Signalbandes hoch ist, ist die Bandbreitennutzung im Allgemeinen hoch, da das Signal mehr Platz für die Akkumulation anderer Signale bietet. Hochfrequenzsignale können jedoch keine längeren Strecken zurücklegen, ohne gedämpft zu werden. Wir haben untersucht, dass Übertragungsleitungen den Signalen helfen, größere Entfernungen zurückzulegen.

Mikrowellen breiten sich durch Mikrowellenschaltungen, -komponenten und -vorrichtungen aus, die als Teil von Mikrowellenübertragungsleitungen fungieren, die allgemein als Wellenleiter bezeichnet werden.

Eine hohle Metallröhre mit gleichmäßigem Querschnitt zum Übertragen elektromagnetischer Wellen durch aufeinanderfolgende Reflexionen von den Innenwänden der Röhre wird als a bezeichnet Waveguide.

Die folgende Abbildung zeigt ein Beispiel eines Wellenleiters.

Bei der Mikrowellenkommunikation wird im Allgemeinen ein Wellenleiter bevorzugt. Der Wellenleiter ist eine spezielle Form der Übertragungsleitung, bei der es sich um ein hohles Metallrohr handelt. Im Gegensatz zu einer Übertragungsleitung hat ein Wellenleiter keinen Mittelleiter.

Die Hauptmerkmale eines Wellenleiters sind -

• Die Rohrwand sorgt für eine verteilte Induktivität.

• Der leere Raum zwischen den Rohrwänden sorgt für eine verteilte Kapazität.

• Diese sind sperrig und teuer.

Vorteile von Wellenleitern

Im Folgenden sind einige Vorteile von Wellenleitern aufgeführt.

• Wellenleiter sind einfach herzustellen.

• Sie können sehr große Leistungen (in Kilowatt) verarbeiten.

• Der Leistungsverlust ist bei Wellenleitern sehr vernachlässigbar.

• Sie bieten einen sehr geringen Verlust (niedriger Wert der Alpha-Dämpfung).

• Wenn sich Mikrowellenenergie durch den Wellenleiter bewegt, treten geringere Verluste auf als bei einem Koaxialkabel.

Arten von Wellenleitern

Es gibt fünf Arten von Wellenleitern.

• Rechteckiger Wellenleiter
• Kreisförmiger Wellenleiter
• Elliptischer Wellenleiter
• Einkantiger Wellenleiter
• Wellenleiter mit zwei Rippen

Die folgenden Abbildungen zeigen die Arten von Wellenleitern.

Die oben gezeigten Wellenleitertypen sind in der Mitte hohl und bestehen aus Kupferwänden. Diese haben eine dünne Au- oder Ag-Auskleidung auf der Innenfläche.

Vergleichen wir nun die Übertragungsleitungen und Wellenleiter.

Übertragungsleitungen gegen Wellenleiter

Der Hauptunterschied zwischen einer Übertragungsleitung und einem Wellenleiter ist -

• EIN two conductor structure Das kann eine TEM-Welle unterstützen, ist eine Übertragungsleitung.

• EIN one conductor structure Das kann eine TE-Welle oder eine TM-Welle unterstützen, aber keine TEM-Welle wird als Wellenleiter bezeichnet.

Die folgende Tabelle zeigt die Unterschiede zwischen Übertragungsleitungen und Wellenleitern.

Übertragungsleitungen	Wellenleiter
Unterstützt TEM-Welle	TEM-Welle kann nicht unterstützt werden
Alle Frequenzen können durchgehen	Nur die Frequenzen, die größer als die Grenzfrequenz sind, können durchgelassen werden
Zweileiterübertragung	Einleiterübertragung
Reflexionen sind geringer	Eine Welle bewegt sich durch Reflexionen von den Wänden des Wellenleiters
Es hat eine charakteristische Impedanz	Es hat Wellenimpedanz
Die Ausbreitung von Wellen erfolgt nach "Schaltungstheorie"	Die Ausbreitung von Wellen erfolgt nach "Feldtheorie"
Es hat einen Rückleiter zur Erde	Ein Rückleiter ist nicht erforderlich, da der Körper des Wellenleiters als Erde fungiert
Die Bandbreite ist nicht begrenzt	Die Bandbreite ist begrenzt
Wellen zerstreuen sich nicht	Wellen zerstreuen sich

Phasengeschwindigkeit

Die Phasengeschwindigkeit ist die Geschwindigkeit, mit der die Welle ihre Phase ändert, um eine Phasenverschiebung von zu erfahren 2πBogenmaß. Es kann als die Änderung der Geschwindigkeit der Wellenkomponenten einer Sinuswelle verstanden werden, wenn sie moduliert wird.

Lassen Sie uns eine Gleichung für die Phasengeschwindigkeit ableiten.

Gemäß der Definition beträgt die Geschwindigkeit der Phasenänderung bei 2π Bogenmaß ist zu berücksichtigen.

Was bedeutet, $λ$ / $T$ daher,

$$ V = \ frac {\ lambda} {T} $$

Wo,

$ λ $ = Wellenlänge und $ T $ = Zeit

$$ V = \ frac {\ lambda} {T} = \ lambda f $$

Da $ f = \ frac {1} {T} $

Wenn wir Zähler und Nenner mit multiplizieren 2π dann haben wir

$$ V = \ lambda f = \ frac {2 \ pi \ lambda f} {2 \ pi} $$

Wir wissen, dass $ \ omega = 2 \ pi f $ and $ \ beta = \ frac {2 \ pi} {f} $

Die obige Gleichung kann geschrieben werden als:

$$ V = \ frac {2 \ pi f} {\ frac {2 \ pi} {\ lambda}} = \ frac {\ omega} {\ beta} $$

Daher wird die Gleichung für die Phasengeschwindigkeit als dargestellt

$$ V_p = \ frac {\ omega} {\ beta} $$

Gruppengeschwindigkeit

Die Gruppengeschwindigkeit kann als die Geschwindigkeit definiert werden, mit der sich die Welle durch den Wellenleiter ausbreitet. Dies kann als die Geschwindigkeit verstanden werden, mit der sich eine modulierte Hüllkurve im Vergleich zum Träger allein bewegt. Diese modulierte Welle wandert durch den Wellenleiter.

Die Gleichung der Gruppengeschwindigkeit wird dargestellt als

$$ V_g = \ frac {d \ omega} {d \ beta} $$

Die Geschwindigkeit der modulierten Hüllkurve ist normalerweise langsamer als das Trägersignal.

In diesem Kapitel werden wir die Mikrowellenkomponenten wie Mikrowellentransistoren und verschiedene Arten von Dioden diskutieren.

Mikrowellentransistoren

Es besteht die Notwendigkeit, spezielle Transistoren zu entwickeln, um die Mikrowellenfrequenzen zu tolerieren. Daher für Mikrowellenanwendungen,silicon n-p-n transistorsdie ausreichende Leistungen bei Mikrowellenfrequenzen liefern können, wurden entwickelt. Sie haben typischerweise 5 Watt bei einer Frequenz von 3 GHz mit einer Verstärkung von 5 dB. Eine Querschnittsansicht eines solchen Transistors ist in der folgenden Figur gezeigt.

Aufbau von Mikrowellentransistoren

Ein n Typ Epitaxieschicht wird aufgewachsen n+Substrat, das den Kollektor bildet. DaraufnRegion wird eine SiO2-Schicht thermisch gezüchtet. EINp-base und stark dotiert n-emitterssind in die Basis diffundiert. Öffnungen sind in Oxid für ohmsche Kontakte gemacht. Die Verbindungen werden parallel hergestellt.

Solche Transistoren haben eine Oberflächengeometrie, die entweder als interdigitalisiert, überlagert oder als Matrix kategorisiert ist. Diese Formulare sind in der folgenden Abbildung dargestellt.

Leistungstransistoren verwenden alle drei Oberflächengeometrien.

Kleine Signaltransistoren verwenden eine interdigitalisierte Oberflächengeometrie. Die interdigitalisierte Struktur eignet sich für Kleinsignalanwendungen im L-, S- und C-Band.

Die Matrixgeometrie wird manchmal als Netz- oder Emittergitter bezeichnet. Überlagerungs- und Matrixstrukturen sind als Leistungsgeräte in den UHF- und VHF-Regionen nützlich.

Betrieb von Mikrowellentransistoren

In einem Mikrowellentransistor sind anfänglich die Emitter-Basis- und Kollektor-Basis-Übergänge in Sperrrichtung vorgespannt. Beim Anlegen eines Mikrowellensignals wird der Emitter-Basis-Übergang in Vorwärtsrichtung vorgespannt. Wenn einp-n-pTransistor wird in Betracht gezogen, das Anlegen einer positiven Signalspitze, die den Emitter-Basis-Übergang vorwärts vorspannt, wodurch die Löcher zur dünnen negativen Basis driften. Die Löcher beschleunigen weiter zum negativen Anschluss der Vorspannung zwischen dem Kollektor und den Basisanschlüssen. Eine am Kollektor angeschlossene Last empfängt einen Stromimpuls.

Festkörpergeräte

Die Klassifizierung von Festkörper-Mikrowellengeräten kann erfolgen -

• Abhängig von ihrem elektrischen Verhalten

  • Nichtlinearer Widerstandstyp.

    Beispiel - Varistoren (variable Widerstände)

  • Nichtlinearer Reaktanztyp.

    Beispiel - Varaktoren (variable Reaktoren)

  • Typ mit negativem Widerstand.

    Beispiel - Tunneldiode, Impattdiode, Gunn-Diode

  • Steuerbarer Impedanztyp.

    Beispiel - PIN-Diode

• Abhängig von ihrer Konstruktion
  • Punktkontaktdioden
  • Schottky-Sperrdioden
  • Metalloxid-Halbleiterbauelemente (MOS)
  • Metallisolationsvorrichtungen

Die hier erwähnten Diodentypen haben viele Verwendungszwecke wie Verstärkung, Detektion, Stromerzeugung, Phasenverschiebung, Abwärtsumwandlung, Aufwärtsumwandlung, Begrenzungsmodulation, Umschaltung usw.

Varaktordiode

Eine spannungsvariable Kapazität eines in Sperrrichtung vorgespannten Übergangs kann als Varactor-Diode bezeichnet werden. Die Varaktordiode ist eine Halbleitervorrichtung, bei der die Sperrschichtkapazität in Abhängigkeit von der Sperrvorspannung der Diode variiert werden kann. Die CV-Eigenschaften einer typischen Varactor-Diode und ihre Symbole sind in der folgenden Abbildung dargestellt.

Die Sperrschichtkapazität hängt von der angelegten Spannung und dem Sperrschichtdesign ab. Wir wissen das,

$$ C_j \: \ alpha \: V_ {r} ^ {- n} $$

Wo

• $ C_j $ = Sperrschichtkapazität

• $ V_r $ = Sperrspannung

• $n$ = Ein Parameter, der die Art der Verbindung bestimmt

Wenn der Übergang in Sperrrichtung vorgespannt ist, erschöpfen die mobilen Träger den Übergang, was zu einer gewissen Kapazität führt, bei der sich die Diode als Kondensator verhält, wobei der Übergang als Dielektrikum wirkt. Die Kapazität nimmt mit zunehmender Sperrvorspannung ab.

Die Einkapselung der Diode enthält elektrische Leitungen, die an dem Halbleiterwafer angebracht sind, und eine Leitung, die an dem Keramikgehäuse angebracht ist. Die folgende Abbildung zeigt, wie eine Mikrowellen-Varactor-Diode aussieht.

Diese sind in der Lage, große Leistungen und große Sperrspannungen zu verarbeiten. Diese sind geräuscharm. Obwohl die Variation der Sperrschichtkapazität ein wichtiger Faktor bei dieser Diode ist, sind parasitäre Widerstände, Kapazitäten und Leitfähigkeiten mit jeder praktischen Diode verbunden, die niedrig gehalten werden sollte.

Anwendungen der Varaktordiode

Varaktordioden werden in den folgenden Anwendungen verwendet -

• Up Conversion
• Parametrischer Verstärker
• Impulserzeugung
• Pulsformung
• Schaltkreise
• Modulation von Mikrowellensignalen

Schottky Barrier Diode

Dies ist eine einfache Diode, die eine nichtlineare Impedanz aufweist. Diese Dioden werden hauptsächlich zur Mikrowellendetektion und zum Mischen verwendet.

Aufbau einer Schottky-Barrierediode

Ein Halbleiterpellet ist auf einer Metallbasis montiert. Ein federbelasteter Draht ist mit einer scharfen Spitze mit diesem Siliziumpellet verbunden. Dies kann leicht in Koaxial- oder Wellenleiterleitungen montiert werden. Die folgende Abbildung gibt ein klares Bild der Konstruktion.

Betrieb der Schottky Barrier Diode

Durch den Kontakt zwischen dem Halbleiter und dem Metall wird ein Verarmungsbereich gebildet. Der Metallbereich hat vergleichsweise eine geringere Verarmungsbreite. Bei Kontakt tritt ein Elektronenfluss vom Halbleiter zum Metall auf. Diese Verarmung baut eine positive Raumladung im Halbleiter auf und das elektrische Feld wirkt einem weiteren Fluss entgegen, was zur Bildung einer Barriere an der Grenzfläche führt.

Während der Vorwärtsvorspannung wird die Barrierehöhe verringert und die Elektronen werden in das Metall injiziert, während während der Rückwärtsvorspannung die Barrierehöhe zunimmt und die Elektroneninjektion fast stoppt.

Vorteile der Schottky Barrier Diode

Dies sind die folgenden Vorteile.

• Kostengünstig
• Simplicity
• Reliable
• Rauschwerte 4 bis 5 dB

Anwendungen der Schottky-Barrier-Diode

Dies sind die folgenden Anwendungen.

• Geräuscharmer Mischer
• Ausgeglichener Mischer im Dauerstrichradar
• Mikrowellendetektor

Gunn-Effekt-Geräte

JB Gunn entdeckte periodische Stromschwankungen, die durch die n-type GaAsProbe, wenn die angelegte Spannung einen bestimmten kritischen Wert überschreitet. In diesen Dioden gibt es zwei Täler,L & U valleysim Leitungsband und der Elektronentransfer findet zwischen ihnen in Abhängigkeit vom angelegten elektrischen Feld statt. Dieser Effekt der Populationsinversion vom unteren L-Tal zum oberen U-Tal wird als bezeichnetTransfer Electron Effect und daher werden diese als bezeichnet Transfer Electron Devices (TEDs).

Anwendungen von Gunn-Dioden

Gunn-Dioden werden in den folgenden Geräten häufig verwendet:

• Radarsender
• Transponder in der Flugsicherung
• Industrielle Telemetriesysteme
• Leistungsoszillatoren
• Logikschaltungen
• Breitband-Linearverstärker

Der Prozess der Verzögerung zwischen Spannung und Strom in der Lawine zusammen mit der Laufzeit durch das Material wird als negativer Widerstand bezeichnet. Die Vorrichtungen, die dazu beitragen, dass eine Diode diese Eigenschaft aufweist, werden als bezeichnetAvalanche transit time devices.

Beispiele für Geräte, die unter diese Kategorie fallen, sind IMPATT-, TRAPATT- und BARITT-Dioden. Schauen wir uns jeden einzelnen im Detail an.

IMPATT-Diode

Dies ist eine Hochleistungshalbleiterdiode, die in Hochfrequenz-Mikrowellenanwendungen verwendet wird. Das vollständige Formular IMPATT istIMPact ionization Avalanche Transit Time diode.

Ein Spannungsgradient beim Anlegen an die IMPATT-Diode führt zu einem hohen Strom. Eine normale Diode wird dadurch irgendwann ausfallen. Die IMPATT-Diode wurde jedoch entwickelt, um all dies zu überstehen. Ein hoher Potentialgradient wird angelegt, um die Diode zurückzuspannen, und daher fließen Minoritätsträger über den Übergang.

Wenn eine HF-Wechselspannung angelegt wird, wenn sie einer hohen Gleichspannung überlagert wird, führt die erhöhte Geschwindigkeit von Löchern und Elektronen zu zusätzlichen Löchern und Elektronen, indem sie durch Stoßionisation aus der Kristallstruktur herausgeschlagen werden. Wenn das ursprünglich angelegte Gleichstromfeld an der Schwelle zur Entwicklung dieser Situation lag, führt dies zur Lawinenstrommultiplikation, und dieser Prozess wird fortgesetzt. Dies kann aus der folgenden Abbildung verstanden werden.

Aufgrund dieses Effekts nimmt der Stromimpuls eine Phasenverschiebung von 90 ° an. Anstatt dort zu sein, bewegt es sich jedoch aufgrund der angelegten Sperrvorspannung in Richtung Kathode. Die Zeit, die der Impuls benötigt, um die Kathode zu erreichen, hängt von der Dicke von abn+Schicht, die so eingestellt wird, dass sie eine Phasenverschiebung von 90 ° aufweist. Nun ist ein dynamischer negativer HF-Widerstand nachgewiesen. Daher wirkt die IMPATT-Diode sowohl als Oszillator als auch als Verstärker.

Die folgende Abbildung zeigt die Konstruktionsdetails einer IMPATT-Diode.

Der Wirkungsgrad der IMPATT-Diode wird dargestellt als

$$ \ eta = \ left [\ frac {P_ {ac}} {P_ {dc}} \ right] = \ frac {V_a} {V_d} \ left [\ frac {I_a} {I_d} \ right] $$

Wo,

• $ P_ {ac} $ = Wechselstrom

• $ P_ {dc} $ = Gleichstrom

• $ V_a \: \ & \: I_a $ = Wechselspannung und Wechselstrom

• $ V_d \: \ & \: I_d $ = Gleichspannung und Gleichstrom

Nachteile

Im Folgenden sind die Nachteile der IMPATT-Diode aufgeführt.

• Es ist laut, da Lawine ein lauter Prozess ist
• Der Abstimmbereich ist nicht so gut wie bei Gunn-Dioden

Anwendungen

Es folgen die Anwendungen der IMPATT-Diode.

• Mikrowellenoszillator
• Mikrowellengeneratoren
• Modulierter Ausgangsoszillator
• Lokaler Oszillator des Empfängers
• Negative Widerstandsverstärkungen
• Intrusion Alarm Networks (High Q IMPATT)
• Polizeiradar (High Q IMPATT)
• Mikrowellensender mit geringer Leistung (IMPATT mit hohem Q)
• FM-Telekommunikationssender (Low Q IMPATT)
• CW-Doppler-Radarsender (IMPATT mit niedrigem Q)

TRAPATT-Diode

Die vollständige Form der TRAPATT-Diode ist TRApped Plasma Avalanche Triggered Transit diode. Ein Mikrowellengenerator, der zwischen Hunderten von MHz und GHz arbeitet. Dies sind normalerweise Dioden mit hoher Spitzenleistungn+- p-p+ oder p+-n-n+Strukturen mit einem Verarmungsbereich vom n-Typ, deren Breite von 2,5 bis 1,25 um variiert. Die folgende Abbildung zeigt dies.

Die Elektronen und Löcher, die im Niederfeldbereich hinter der Zone eingeschlossen sind, sollen den Verarmungsbereich in der Diode füllen. Dies geschieht durch einen Hochfeldlawinenbereich, der sich durch die Diode ausbreitet.

Die folgende Abbildung zeigt eine Grafik, in der AB die Aufladung, BC die Plasmabildung, DE die Plasmaextraktion, EF die Restextraktion und FG die Aufladung zeigt.

Lassen Sie uns sehen, was an jedem Punkt passiert.

A:Die Spannung am Punkt A reicht nicht aus, um den Lawinendurchbruch zu bewirken. Bei A führen Ladungsträger aufgrund der Wärmeerzeugung zum Laden der Diode wie eine lineare Kapazität.

A-B:Zu diesem Zeitpunkt nimmt die Stärke des elektrischen Feldes zu. Wenn eine ausreichende Anzahl von Ladungsträgern erzeugt wird, wird das elektrische Feld im gesamten Verarmungsbereich niedergedrückt, wodurch die Spannung von B auf C abfällt.

C:Diese Ladung hilft der Lawine, weiterzumachen, und es entsteht ein dichtes Plasma aus Elektronen und Löchern. Das Feld wird weiter niedergedrückt, um die Elektronen oder Löcher nicht aus der Verarmungsschicht herauszulassen, und fängt das verbleibende Plasma ein.

D: Die Spannung nimmt am Punkt D ab. Zum Löschen des Plasmas ist eine lange Zeit erforderlich, da die gesamte Plasmaladung im Vergleich zur Ladung pro Zeiteinheit im externen Strom groß ist.

E:Am Punkt E wird das Plasma entfernt. Restladungen von Löchern und Elektronen verbleiben jeweils an einem Ende der Ablenkschicht.

E to F: Die Spannung steigt an, wenn die Restladung entfernt wird.

F: Am Punkt F wird die gesamte intern erzeugte Ladung entfernt.

F to G: Die Diode lädt sich wie ein Kondensator auf.

G:Am Punkt G geht der Diodenstrom für eine halbe Periode auf Null. Die Spannung bleibt konstant, wie in der obigen Grafik gezeigt. Dieser Zustand wird fortgesetzt, bis der Strom wieder eingeschaltet wird und sich der Zyklus wiederholt.

Die Lawinenzonengeschwindigkeit $ V_s $ wird dargestellt als

$$ V_s = \ frac {dx} {dt} = \ frac {J} {qN_A} $$

Wo

• $J$ = Stromdichte

• $q$= Elektronenladung 1,6 × 10 ^–19

• $ N_A $ = Dotierungskonzentration

Die Lawinenzone wird schnell über den größten Teil der Diode laufen und die Laufzeit der Träger wird als dargestellt

$$ \ tau_s = \ frac {L} {V_s} $$

Wo

• $ V_s $ = Driftgeschwindigkeit des gesättigten Trägers

• $ L $ = Länge der Probe

Die hier berechnete Laufzeit ist die Zeit zwischen der Injektion und der Sammlung. Die wiederholte Aktion erhöht den Ausgang, um ihn zu einem Verstärker zu machen, während ein Mikrowellen-Tiefpassfilter, der im Nebenschluss mit der Schaltung verbunden ist, ihn als Oszillator arbeiten lassen kann.

Anwendungen

Es gibt viele Anwendungen dieser Diode.

• Doppler-Radargeräte mit geringer Leistung
• Lokaloszillator für Radargeräte
• Mikrowellen-Leuchtsystem
• Funkhöhenmesser
• Phased-Array-Radar usw.

BARITT Diode

Die vollständige Form von BARITT Diode is BARrier Injection Transit Time diode. Dies sind die neuesten Erfindungen in dieser Familie. Obwohl diese Dioden lange Driftbereiche wie IMPATT-Dioden aufweisen, wird die Trägerinjektion in BARITT-Dioden durch vorwärts vorgespannte Übergänge verursacht, jedoch nicht wie in ihnen aus dem Plasma eines Lawinenbereichs.

Bei IMPATT-Dioden ist die Trägerinjektion aufgrund der Stoßionisation ziemlich verrauscht. In BARITT-Dioden wird zur Vermeidung des Rauschens eine Trägerinjektion durch Durchstechen des Verarmungsbereichs bereitgestellt. Der negative Widerstand in einer BARITT-Diode wird aufgrund der Drift der injizierten Löcher zum Kollektorende der Diode aus p-Typ-Material erhalten.

Die folgende Abbildung zeigt die Konstruktionsdetails einer BARITT-Diode.

Für ein m-n-m BARITT Diode, Ps-Si Schottky-Barriere kontaktiert Metalle mit n-type Si waferzwischen. Ein schneller Anstieg des Stroms bei angelegter Spannung (über 30 V) ist auf die thermionische Lochinjektion in den Halbleiter zurückzuführen.

Die kritische Spannung $ (Vc) $ hängt von der Dotierungskonstante $ (N) $, der Länge des Halbleiters $ (L) $ und der dielektrischen Permittivität $ (\ epsilon S) $ ab, dargestellt als

$$ V_c = \ frac {qNL ^ 2} {2 \ epsilon S} $$

Monolithische integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC)

Mikrowellen-ICs sind die beste Alternative zu herkömmlichen Wellenleiter- oder Koaxialschaltungen, da sie ein geringes Gewicht, eine geringe Größe, eine hohe Zuverlässigkeit und Reproduzierbarkeit aufweisen. Die Grundmaterialien für integrierte monolithische Mikrowellenschaltungen sind -

• Substratmaterial
• Leitermaterial
• Dielektrische Filme
• Widerstandsfilme

Diese sind so ausgewählt, dass sie ideale Eigenschaften und einen hohen Wirkungsgrad aufweisen. Das Substrat, auf dem Schaltungselemente hergestellt werden, ist wichtig, da die Dielektrizitätskonstante des Materials zusammen mit anderen idealen Eigenschaften bei niedrigem Verlustfaktor hoch sein sollte. Die verwendeten Substratmaterialien sind GaAs, Ferrit / Granat, Aluminium, Beryllium, Glas und Rutil.

Das Leitermaterial wird so ausgewählt, dass es eine hohe Leitfähigkeit, einen niedrigen Temperaturkoeffizienten des Widerstands, eine gute Haftung auf dem Substrat und Ätzen usw. aufweist. Aluminium, Kupfer, Gold und Silber werden hauptsächlich als Leitermaterialien verwendet. Die dielektrischen Materialien und Widerstandsmaterialien sind so ausgewählt, dass sie einen geringen Verlust und eine gute Stabilität aufweisen.

Herstellungstechnologie

In integrierten Hybridschaltungen sind die Halbleiterbauelemente und passiven Schaltungselemente auf einem dielektrischen Substrat ausgebildet. Die passiven Schaltungen sind entweder verteilte oder konzentrierte Elemente oder eine Kombination aus beiden.

Es gibt zwei Arten von integrierten Hybridschaltungen.

• Hybrid-IC
• Miniatur-Hybrid-IC

In beiden obigen Prozessen verwendet der Hybrid-IC die verteilten Schaltungselemente, die auf dem IC unter Verwendung einer Einschicht-Metallisierungstechnik hergestellt werden, während der Miniatur-Hybrid-IC mehrstufige Elemente verwendet.

Die meisten analogen Schaltungen verwenden die Meso-Isolationstechnologie, um aktive Bereiche vom n-Typ zu isolieren, die für FETs und Dioden verwendet werden. Planare Schaltkreise werden hergestellt, indem Ionen in ein halbisolierendes Substrat implantiert werden, und um eine Isolation bereitzustellen, werden die Bereiche maskiert.

""Via hole"Technologie wird verwendet, um die Quelle mit an die Erde angeschlossenen Quellenelektroden in einem GaAs-FET zu verbinden, der in der folgenden Abbildung gezeigt ist.

Es gibt viele Anwendungen von MMICs.

• Militärische Kommunikation
• Radar
• ECM
• Phased-Array-Antennensysteme
• Spread-Spectrum- und TDMA-Systeme

Sie sind kostengünstig und werden auch in vielen inländischen Verbraucheranwendungen wie DTH, Telekommunikation und Instrumentierung usw. verwendet.

Genau wie andere Systeme bestehen die Mikrowellensysteme aus vielen Mikrowellenkomponenten, hauptsächlich mit Quelle an einem Ende und Last am anderen, die alle mit Wellenleitern oder Koaxialkabel- oder Übertragungsleitungssystemen verbunden sind.

Es folgen die Eigenschaften von Wellenleitern.

• Hohes SNR
• Geringe Dämpfung
• Geringerer Einfügungsverlust

Wellenleiter-Mikrowellenfunktionen

Stellen Sie sich einen Wellenleiter mit 4 Ports vor. Wenn die Stromversorgung an einen Port angelegt wird, werden alle drei Ports in bestimmten Anteilen durchlaufen, wobei ein Teil davon möglicherweise vom selben Port zurückgespiegelt wird. Dieses Konzept ist in der folgenden Abbildung deutlich dargestellt.

Streuparameter

Wenn in einem Netzwerk mit zwei Ports, wie in der folgenden Abbildung gezeigt, der Strom an einem Port angelegt wird, wie wir gerade besprochen haben, entweicht der größte Teil des Stroms vom anderen Port, während ein Teil davon auf denselben Port zurückgeführt wird. In der folgenden Abbildung, wennV₁ oder V₂ wird dann angewendet I₁ oder I₂ Strom fließt jeweils.

Wenn die Quelle auf den gegenüberliegenden Port angewendet wird, sind zwei weitere Kombinationen zu berücksichtigen. Für ein Netzwerk mit zwei Ports treten wahrscheinlich 2 × 2 = 4 Kombinationen auf.

Die Wanderwellen mit zugehörigen Leistungen bei Streuung durch die Ports, den Mikrowellenübergang, können durch S-Parameter oder definiert werden Scattering Parameters, die in einer Matrixform dargestellt werden, genannt als "Scattering Matrix".

Streumatrix

Es ist eine quadratische Matrix, die alle Kombinationen von Leistungsbeziehungen zwischen den verschiedenen Eingangs- und Ausgangsanschlüssen eines Mikrowellenübergangs angibt. Die Elemente dieser Matrix werden aufgerufen"Scattering Coefficients" oder "Scattering (S) Parameters".

Betrachten Sie die folgende Abbildung.

Hier ist die Quelle über die Linie $ i ^ {th} $ verbunden, während $ a_1 $ die einfallende Welle und $ b_1 $ die reflektierte Welle ist.

Wenn eine Beziehung zwischen $ b_1 $ und $ a_1 $ gegeben ist,

$$ b_1 = (Reflexion \: \: Koeffizient) a_1 = S_ {1i} a_1 $$

Wo

• $ S_ {1i} $ = Reflexionskoeffizient der Linie $ 1 ^ {st} $ (wobei $ i $ der Eingabeport und $ 1 $ der Ausgabeport ist)

• $ 1 $ = Reflexion von $ 1 ^ {st} $ line

• $ i $ = Quelle verbunden in der Zeile $ i ^ {th} $

Wenn die Impedanz übereinstimmt, wird die Leistung auf die Last übertragen. Unwahrscheinlich, wenn die Lastimpedanz nicht mit der charakteristischen Impedanz übereinstimmt. Dann tritt die Reflexion auf. Das heißt, Reflexion tritt auf, wenn

$$ Z_l \ neq Z_o $$

Wenn diese Nichtübereinstimmung jedoch für mehr als einen Port vorliegt, z. B. $ 'n' $ Ports, dann ist $ i = 1 $ bis $ n $ (da $ i $ eine beliebige Zeile von $ 1 $ bis $ n $ sein kann).

Deshalb haben wir

$$ b_1 = S_ {11} a_1 + S_ {12} a_2 + S_ {13} a_3 + ............... + S_ {1n} a_n $$

$$ b_2 = S_ {21} a_1 + S_ {22} a_2 + S_ {23} a_3 + ............... + S_ {2n} a_n $$

$$. $$

$$. $$

$$. $$

$$. $$

$$. $$

$$ b_n = S_ {n1} a_1 + S_ {n2} a_2 + S_ {n3} a_3 + ............... + S_ {nn} a_n $$

Wenn diese ganze Sache in einer Matrixform gehalten wird,

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\. \\. \\. \\ b_n \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13 } & ... & S_ {1n} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} & ... & S_ {2n} \\. &. &. & ... &. \\. &. &. & ... &. \\. &. &. & ... &. \\ S_ {n1} & S_ {n2} & S_ {n3} & ... & S_ {nn} \\ \ end {bmatrix} \ times \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \\. \ \. \\. \\ a_n \ end {bmatrix} $$

Column matrix $ [b] $ Scattering matrix $ [S] $Matrix $ [a] $

Die Spaltenmatrix $ \ left [b \ right] $ entspricht den reflektierten Wellen oder der Ausgabe, während die Matrix $ \ left [a \ right] $ den einfallenden Wellen oder der Eingabe entspricht. Die Streusäulenmatrix $ \ left [s \ right] $, die in der Größenordnung von $ n \ times n $ liegt, enthält die Reflexionskoeffizienten und Transmissionskoeffizienten. Deshalb,

$$ \ left [b \ right] = \ left [S \ right] \ left [a \ right] $$

Eigenschaften der [S] Matrix

Die Streumatrix wird als $ [S] $ -Matrix angegeben. Es gibt nur wenige Standardeigenschaften für die $ [S] $ -Matrix. Sie sind -

• $ [S] $ ist immer eine quadratische Ordnungsmatrix (nxn)

  $ [S] _ {n \ times n} $

• $ [S] $ ist eine symmetrische Matrix

  dh $ S_ {ij} = S_ {ji} $

• $ [S] $ ist eine einheitliche Matrix

  dh $ [S] [S] ^ * = I $

• Die Summe der Produkte jedes Terms einer Zeile oder Spalte multipliziert mit dem komplexen Konjugat der entsprechenden Terme einer anderen Zeile oder Spalte ist Null. dh

$$ \ sum_ {i = j} ^ {n} S_ {ik} S_ {ik} ^ {*} = 0 \: für \: k \ neq j $$

$$ (k = 1,2,3, ... \: n) \: und \: (j = 1,2,3, ... \: n) $$

• Wenn der elektrische Abstand zwischen einem $ k ^ {th} $ -Port und der Verbindungsstelle $ \ beta _kI_k $ ist, werden die Koeffizienten von $ S_ {ij} $, an denen $ k $ beteiligt ist, mit dem Faktor $ e ^ {- multipliziert j \ beta kIk} $

In den nächsten Kapiteln werden wir uns verschiedene Arten von Mikrowellen-T-Übergängen ansehen.

Ein E-Plane-Tee-Übergang wird gebildet, indem ein einfacher Wellenleiter an der breiteren Abmessung eines rechteckigen Wellenleiters angebracht wird, der bereits zwei Anschlüsse hat. Die Arme rechteckiger Wellenleiter bilden zwei Portscollinear ports dh Port1 und Port2, während der neue Port3 als Seitenarm oder bezeichnet wird E-arm. Dieses E-Flugzeug Tee wird auch als bezeichnetSeries Tee.

Da die Achse des Seitenarms parallel zum elektrischen Feld ist, wird diese Verbindung als E-Plane Tee-Verbindung bezeichnet. Dies wird auch als bezeichnetVoltage oder Series junction. Die Anschlüsse 1 und 2 sind um 180 ° zueinander phasenverschoben. Die Querschnittsdetails des T-Stücks in der E-Ebene können aus der folgenden Abbildung verstanden werden.

Die folgende Abbildung zeigt die Verbindung der Seitenwaffe mit dem bidirektionalen Wellenleiter zur Bildung des parallelen Anschlusses.

Eigenschaften des E-Flugzeug-T-Stücks

Die Eigenschaften von E-Plane Tee können durch seine $ [S] _ {3x3} $ -Matrix definiert werden.

Es ist eine 3 × 3-Matrix, da es 3 mögliche Eingänge und 3 mögliche Ausgänge gibt.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} \\ S_ {31} & S_ {32 } & S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

Die Streukoeffizienten $ S_ {13} $ und $ S_ {23} $ sind mit einem Eingang an Port 3 um 180 ° phasenverschoben.

$ S_ {23} = -S_ {13} $........ Equation 2

Der Hafen ist perfekt auf die Kreuzung abgestimmt.

$ S_ {33} = 0 $........ Equation 3

Aus der symmetrischen Eigenschaft,

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21} \: \: S_ {23} = S_ {32} \: \: S_ {13} = S_ {31} $........ Equation 4

Unter Berücksichtigung der Gleichungen 3 und 4 kann die $ [S] $ -Matrix wie folgt geschrieben werden:

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & -S_ {13} \\ S_ {13} & -S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} $........ Equation 5

Wir können sagen, dass wir vier Unbekannte haben, wenn man die Symmetrieeigenschaft berücksichtigt.

Aus dem Unitary-Eigentum

$$ [S] [S] \ ast = [I] $$

$$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & -S_ {13} \\ S_ {13} & -S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} \: \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & -S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*} & -S_ {13} ^ {*} & 0 \ end {bmatrix} = \ begin { bmatrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $$

Multiplikation bekommen wir,

(R als Zeile und C als Spalte notieren)

$ R_1C_1: S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $

$ \ left | S_ {11} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {11} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {11} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 6

$ R_2C_2: \ left | S_ {12} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 7

$ R_3C_3: \ left | S_ {13} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8

$ R_3C_1: S_ {13} S_ {11} ^ {*} - S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 1 $ ......... Equation 9

Wenn wir die Gleichungen 6 und 7 gleichsetzen, erhalten wir

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 10

Aus Gleichung 8,

$ 2 \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 \ quad oder \ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 11

Aus Gleichung 9,

$ S_ {13} \ left (S_ {11} ^ {*} - S_ {12} ^ {*} \ right) $

Oder $ S_ {11} = S_ {12} = S_ {22} $ ......... Equation 12

Unter Verwendung der Gleichungen 10, 11 und 12 in der Gleichung 6,

wir bekommen,

$ \ left | S_ {11} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 $

$ 2 \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} $

Oder $ S_ {11} = \ frac {1} {2} $ ......... Equation 13

Einsetzen der Werte aus den obigen Gleichungen in die $ [S] $ -Matrix,

Wir bekommen,

$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac { 1} {2} & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} { \ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} $$

Wir wissen, dass $ [b] $ = $ [S] [a] $

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2 }} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$

Dies ist die Streumatrix für E-Plane Tee, die die Streueigenschaften erklärt.

Ein H-Plane-Tee-Übergang wird gebildet, indem ein einfacher Wellenleiter an einem rechteckigen Wellenleiter angebracht wird, der bereits zwei Anschlüsse hat. Die Arme rechteckiger Wellenleiter bilden zwei Portscollinear ports dh Port1 und Port2, während der neue Port3 als Seitenarm oder bezeichnet wird H-arm. Dieses H-Flugzeug-T-Stück wird auch als bezeichnetShunt Tee.

Da die Achse des Seitenarms parallel zum Magnetfeld ist, wird dieser Übergang als H-Plane Tee-Übergang bezeichnet. Dies wird auch als bezeichnetCurrent junction, wie sich das Magnetfeld in Arme teilt. Die Querschnittsdetails des T-Stücks in der H-Ebene können aus der folgenden Abbildung verstanden werden.

Die folgende Abbildung zeigt die Verbindung der Seitenwaffe mit dem bidirektionalen Wellenleiter zur Bildung der seriellen Schnittstelle.

Eigenschaften des H-Flugzeug-T-Stücks

Die Eigenschaften von H-Plane Tee können durch die Matrix $ \ left [S \ right] _ {3 \ times 3} $ definiert werden.

Es ist eine 3 × 3-Matrix, da es 3 mögliche Eingänge und 3 mögliche Ausgänge gibt.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} \\ S_ {31} & S_ {32 } & S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

Die Streukoeffizienten $ S_ {13} $ und $ S_ {23} $ sind hier gleich, da der Übergang in der Ebene symmetrisch ist.

Aus der symmetrischen Eigenschaft,

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21} \: \: S_ {23} = S_ {32} = S_ {13} \: \: S_ {13} = S_ {31} $

Der Port ist perfekt abgestimmt

$ S_ {33} = 0 $

Nun kann die $ [S] $ -Matrix wie folgt geschrieben werden:

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} \\ S_ {13} & S_ {13 } & 0 \ end {bmatrix} $ ........ Equation 2

Wir können sagen, dass wir vier Unbekannte haben, wenn man die Symmetrieeigenschaft berücksichtigt.

Aus dem Unitary-Eigentum

$$ [S] [S] \ ast = [I] $$

$$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} \: \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & 0 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $$

Multiplikation bekommen wir,

(R als Zeile und C als Spalte notieren)

$ R_1C_1: S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $

$ \ left | S_ {11} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {12} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 3

$ R_2C_2: \ left | S_ {12} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 4

$ R_3C_3: \ left | S_ {13} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 5

$ R_3C_1: S_ {13} S_ {11} ^ {*} - S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 0 $ ......... Equation 6

$ 2 \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 \ quad oder \ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 7

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 $

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 8

Aus der Gleichung 6 ergibt sich $ S_ {13} \ left (S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} \ right) = 0 $

Da $ S_ {13} \ neq 0, S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0, \: oder \: S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $

Oder $ S_ {11} = -S_ {12} \: \: oder \: \: S_ {12} = -S_ {11} $......... Equation 9

Verwenden Sie diese in Gleichung 3,

Da $ S_ {13} \ neq 0, S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0, \: oder \: S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $

$ \ left | S_ {11} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 \ quad oder \ quad 2 \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} \ quad oder \ quad S_ {11} = \ frac {1} {2} $..... Equation 10

Aus den Gleichungen 8 und 9 ergibt sich

$ S_ {12} = - \ frac {1} {2} $......... Equation 11

$ S_ {22} = \ frac {1} {2} $......... Equation 12

Ersetzen von $ S_ {13} $, $ S_ {11} $, $ S_ {12} $ und $ S_ {22} $ aus Gleichung 7 und 10, 11 und 12 in Gleichung 2,

Wir bekommen,

$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} { \ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} $$

Wir wissen, dass $ [b] $ = $ [s] [a] $

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {2} & \ frac {1} { \ sqrt {2}} \\ - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt { 2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$

Dies ist die Streumatrix für H-Plane Tee, die die Streueigenschaften erklärt.

Ein EH Plane Tee-Übergang wird gebildet, indem zwei einfache Wellenleiter, einer parallel und der anderen Reihe, an einem rechteckigen Wellenleiter angebracht werden, der bereits zwei Anschlüsse hat. Dies wird auch als bezeichnetMagic Tee, oder Hybrid oder 3dB coupler.

Die Arme rechteckiger Wellenleiter bilden zwei Ports collinear ports dh Port 1 und Port 2, während Port 3 als bezeichnet wird H-Arm oder Sum port oder Parallel port. Port 4 heißt alsE-Arm oder Difference port oder Series port.

Die Querschnittsdetails von Magic Tee sind aus der folgenden Abbildung ersichtlich.

Die folgende Abbildung zeigt die Verbindung der Seitenarme mit dem bidirektionalen Wellenleiter, um sowohl parallele als auch serielle Anschlüsse zu bilden.

Eigenschaften von EH Plane Tee

• Wenn ein Signal gleicher Phase und Größe an Port 1 und Port 2 gesendet wird, ist der Ausgang an Port 4 Null und der Ausgang an Port 3 ist das Additiv der beiden Ports 1 und 2.

• Wenn ein Signal an Port 4 (E-Arm) gesendet wird, wird die Leistung gleichmäßig, jedoch in entgegengesetzter Phase, zwischen Port 1 und 2 aufgeteilt, während an Port 3 kein Ausgang vorhanden wäre. Daher ist $ S_ {34} $ = 0 .

• Wenn ein Signal an Port 3 eingespeist wird, wird die Leistung gleichmäßig zwischen Port 1 und 2 aufgeteilt, während an Port 4 kein Ausgang vorhanden wäre. Daher ist $ S_ {43} $ = 0.

• Wenn ein Signal an einem der kollinearen Ports eingespeist wird, erscheint am anderen kollinearen Port kein Ausgang, da der E-Arm eine Phasenverzögerung und der H-Arm einen Phasenvorschub erzeugt. Also ist $ S_ {12} $ = $ S_ {21} $ = 0.

Eigenschaften von EH Plane Tee

Die Eigenschaften von EH Plane Tee können durch die Matrix $ \ left [S \ right] _ {4 \ times 4} $ definiert werden.

Es ist eine 4 × 4-Matrix, da es 4 mögliche Eingänge und 4 mögliche Ausgänge gibt.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} & S_ {24} \\ S_ {31} & S_ {32} & S_ {33} & S_ {34} \\ S_ {41} & S_ {42} & S_ {43} & S_ {44} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

Da es H-Plane Tee Abschnitt hat

$ S_ {23} = S_ {13} $........ Equation 2

Da es E-Plane Tee Abschnitt hat

$ S_ {24} = -S_ {14} $........ Equation 3

Der E-Arm-Port und der H-Arm-Port sind so isoliert, dass der andere keinen Ausgang liefert, wenn an einem von ihnen ein Eingang angelegt wird. Daher kann dies als vermerkt werden

$ S_ {34} = S_ {43} = 0 $........ Equation 4

Aus der Symmetrieeigenschaft haben wir

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21}, S_ {13} = S_ {31}, S_ {14} = S_ {41} $

$ S_ {23} = S_ {32}, S_ {24} = S_ {42}, S_ {34} = S_ {43} $........ Equation 5

Wenn die Ports 3 und 4 perfekt auf die Verbindung abgestimmt sind, dann

$ S_ {33} = S_ {44} = 0 $........ Equation 6

Ersetzen Sie alle obigen Gleichungen in Gleichung 1, um die $ [S] $ -Matrix zu erhalten.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} & -S_ {14 } \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $........ Equation 7

Aus der Einheitseigenschaft $ [S] [S] ^ \ ast = [I] $

$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} & -S_ {14} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & S_ {14} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & -S_ {14} ^ {*} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $

$ = \ begin {bmatrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $

$ R_1C_1: \ left | S_ {11} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {12} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8

$ R_2C_2: \ left | S_ {12} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 9

$ R_3C_3: \ left | S_ {13} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 10

$ R_4C_4: \ left | S_ {14} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 11

Aus den Gleichungen 10 und 11 erhalten wir

$ S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 12

$ S_ {14} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 13

Wenn wir die Gleichungen 8 und 9 vergleichen, haben wir

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 14

Unter Verwendung dieser Werte aus den Gleichungen 12 und 13 erhalten wir

$ \ left | S_ {11} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} + \ frac {1} {2} = 1 $

$ \ left | S_ {11} \ rechts | ^ 2 + \ links | S_ {12} \ right | ^ 2 = 0 $

$ S_ {11} = S_ {22} = 0 $ ......... Equation 15

Aus Gleichung 9 erhalten wir $ S_ {22} = 0 $ ......... Equation 16

Jetzt verstehen wir, dass die Ports 1 und 2 perfekt auf die Kreuzung abgestimmt sind. Da es sich um eine 4-Port-Kreuzung handelt, sind die beiden anderen Ports immer dann perfekt an die Kreuzung angepasst, wenn zwei Ports perfekt übereinstimmen.

Die Kreuzung, an der alle vier Ports perfekt aufeinander abgestimmt sind, wird als Magic Tee Junction bezeichnet.

Durch Ersetzen der Gleichungen von 12 bis 16 in der $ [S] $ -Matrix von Gleichung 7 erhalten wir die Streumatrix von Magic Tee as

$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0 & 0 & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ 0 & 0 & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $$

Wir wissen bereits, dass $ [b] $ = $ [S] [a] $

Wenn wir das Obige umschreiben, bekommen wir

$$ \ begin {vmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\ b_4 \ end {vmatrix} = \ begin {bmatrix} 0 & 0 & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2} } \\ 0 & 0 & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \ end {bmatrix} \ begin {vmatrix} a_1 \ \ a_2 \\ a_3 \\ a_4 \ end {vmatrix} $$

Anwendungen von EH Plane Tee

Einige der häufigsten Anwendungen von EH Plane Tee sind:

• Der EH-Ebenenübergang wird zum Messen der Impedanz verwendet. - Ein Nulldetektor ist an den E-Arm-Anschluss angeschlossen, während die Mikrowellenquelle an den H-Arm-Anschluss angeschlossen ist. Die kollinearen Ports bilden zusammen mit diesen Ports eine Brücke, und die Impedanzmessung erfolgt durch Auswuchten der Brücke.

• EH Plane Tee wird als Duplexer verwendet - Ein Duplexer ist eine Schaltung, die sowohl als Sender als auch als Empfänger fungiert und für beide Zwecke eine einzige Antenne verwendet. Port 1 und 2 werden als Empfänger und Sender verwendet, wo sie isoliert sind und daher nicht stören. Die Antenne ist an den E-Arm-Anschluss angeschlossen. Eine angepasste Last ist an den H-Arm-Anschluss angeschlossen, der keine Reflexionen liefert. Jetzt gibt es problemlos Senden oder Empfangen.

• Das EH-Flugzeug-T-Stück wird als Mischer verwendet. Der E-Arm-Anschluss ist mit der Antenne und der H-Arm-Anschluss mit dem lokalen Oszillator verbunden. Port 2 hat eine angepasste Last, die keine Reflexionen aufweist, und Port 1 hat die Mischschaltung, die die Hälfte der Signalleistung und die Hälfte der Oszillatorleistung erhält, um eine ZF-Frequenz zu erzeugen.

Zusätzlich zu den obigen Anwendungen wird ein EH Plane Tee Junction auch als Mikrowellenbrücke, Mikrowellendiskriminator usw. verwendet.

Diese Mikrowellenvorrichtung wird verwendet, wenn zwei Signale ohne Phasendifferenz kombiniert und Signale mit einer Wegdifferenz vermieden werden müssen.

Ein normaler Drei-Port-Tee-Übergang wird genommen und ein vierter Port wird hinzugefügt, um ihn zu einem Ratrace-Übergang zu machen. Alle diese Ports sind in gleichen Abständen in eckigen Ringformen über serielle oder parallele Übergänge verbunden.

Der mittlere Umfang des Gesamtrennens beträgt 1,5 & lgr; und jeder der vier Ports ist durch einen Abstand von & lgr; / 4 getrennt. Die folgende Abbildung zeigt das Bild einer Rattenrennen-Kreuzung.

Betrachten wir einige Fälle, um die Funktionsweise einer Kreuzung zwischen Ratten und Rennen zu verstehen.

Fall 1

Wenn die Eingangsleistung an Port 1 angelegt wird, wird sie gleichmäßig in zwei Ports aufgeteilt, jedoch für Port 2 im Uhrzeigersinn und für Port 4 gegen den Uhrzeigersinn. Port 3 hat absolut keinen Ausgang.

Der Grund dafür ist, dass an den Ports 2 und 4 die Leistungen in Phase kombiniert werden, während an Port 3 die Aufhebung aufgrund der λ / 2-Wegdifferenz erfolgt.

Fall 2

Wenn die Eingangsleistung an Port 3 angelegt wird, wird die Leistung gleichmäßig zwischen Port 2 und Port 4 aufgeteilt. An Port 1 wird jedoch kein Ausgang ausgegeben.

Fall 3

Wenn zwei ungleiche Signale an Port 1 selbst angelegt werden, ist der Ausgang proportional zur Summe der beiden Eingangssignale, die zwischen Port 2 und 4 aufgeteilt wird. An Port 3 erscheint nun der Differenzausgang.

Die Streumatrix für die Kreuzung zwischen Ratten und Rennen wird als dargestellt

$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0 & S_ {12} & 0 & S_ {14} \\ S_ {21} & 0 & S_ {23} & 0 \\ 0 & S_ {32} & 0 & S_ {34} \ \ S_ {41} & 0 & S_ {43} & 0 \ end {bmatrix} $$

Anwendungen

Der Rat-Race-Übergang wird verwendet, um zwei Signale zu kombinieren und ein Signal in zwei Hälften zu teilen.

EIN Directional couplerist ein Gerät, das eine kleine Menge Mikrowellenleistung zu Messzwecken abtastet. Die Leistungsmessungen umfassen einfallende Leistung, reflektierte Leistung, VSWR-Werte usw.

Der Richtungskoppler ist ein 4-Port-Wellenleiterübergang, der aus einem primären Hauptwellenleiter und einem sekundären Hilfswellenleiter besteht. Die folgende Abbildung zeigt das Bild eines Richtkopplers.

Der Richtungskoppler wird verwendet, um die Mikrowellenleistung zu koppeln, die unidirektional oder bidirektional sein kann.

Eigenschaften von Richtkopplern

Die Eigenschaften eines idealen Richtkopplers sind wie folgt.

• Alle Abschlüsse sind auf die Ports abgestimmt.

• Wenn der Strom von Port 1 nach Port 2 fließt, wird ein Teil davon an Port 4, nicht jedoch an Port 3 gekoppelt.

• Da es sich auch um einen bidirektionalen Koppler handelt, wird ein Teil davon an Port 3, nicht jedoch an Port 4 gekoppelt, wenn die Leistung von Port 2 nach Port 1 fließt.

• Wenn die Stromversorgung über Port 3 einfällt, ist ein Teil davon mit Port 2 verbunden, nicht jedoch mit Port 1.

• Wenn die Stromversorgung über Port 4 einfällt, ist ein Teil davon mit Port 1 verbunden, nicht jedoch mit Port 2.

• Port 1 und 3 sind ebenso wie Port 2 und Port 4 entkoppelt.

Idealerweise sollte der Ausgang von Port 3 Null sein. Praktisch wird jedoch eine geringe Menge an Leistung genanntback power wird an Port 3 beobachtet. Die folgende Abbildung zeigt den Stromfluss in einem Richtkoppler.

Wo

• $ P_i $ = Stromversorgung an Port 1

• $ P_r $ = Empfangene Energie an Port 2

• $ P_f $ = Vorwärtsgekoppelte Leistung an Port 4

• $ P_b $ = Rückstrom an Port 3

Im Folgenden sind die Parameter aufgeführt, mit denen die Leistung eines Richtkopplers definiert wird.

Kopplungsfaktor (C)

Der Kopplungsfaktor eines Richtkopplers ist das Verhältnis der einfallenden Leistung zur Vorwärtsleistung, gemessen in dB.

$$ C = 10 \: log_ {10} \ frac {P_i} {P_f} dB $$

Richtwirkung (D)

Die Richtwirkung eines Richtkopplers ist das Verhältnis der Vorwärtsleistung zur Rückleistung, gemessen in dB.

$$ D = 10 \: log_ {10} \ frac {P_f} {P_b} dB $$

Isolation

Es definiert die Direktiveigenschaften eines Richtkopplers. Dies ist das Verhältnis der einfallenden Leistung zur Gegenleistung, gemessen in dB.

$$ I = 10 \: log_ {10} \ frac {P_i} {P_b} dB $$

Isolation in dB = Coupling factor + Directivity

Zweiloch-Richtkoppler

Dies ist ein Richtkoppler mit denselben Haupt- und Hilfswellenleitern, jedoch mit zwei kleinen Löchern, die zwischen ihnen gemeinsam sind. Diese Löcher haben einen Abstand von $ {\ lambda_g} / {4} $, wobei λg die Leitwellenlänge ist. Die folgende Abbildung zeigt das Bild eines Zwei-Loch-Richtkopplers.

Ein Zwei-Loch-Richtkoppler wurde entwickelt, um die ideale Anforderung eines Richtkopplers zu erfüllen, nämlich Rückstrom zu vermeiden. Ein Teil der Energie, die zwischen Port 1 und Port 2 transportiert wird, entweicht durch die Löcher 1 und 2.

Die Größe der Leistung hängt von den Abmessungen der Löcher ab. Diese Leckleistung an beiden Löchern ist an Loch 2 in Phase, wodurch sich die Leistung addiert, die zur Vorwärtsleistung beiträgtP_f. Es ist jedoch an Loch 1 phasenverschoben, hebt sich gegenseitig auf und verhindert das Auftreten der Rückstromversorgung.

Daher verbessert sich die Richtwirkung eines Richtkopplers.

Wellenleiterverbindungen

Da ein Wellenleitersystem nicht immer in einem Stück aufgebaut werden kann, ist es manchmal erforderlich, verschiedene Wellenleiter zu verbinden. Diese Verbindung muss sorgfältig durchgeführt werden, um Probleme wie - Reflexionseffekte, Erzeugung stehender Wellen und Erhöhung der Dämpfung usw. zu vermeiden.

Die Wellenleiterverbindungen sollten neben der Vermeidung von Unregelmäßigkeiten auch E- und H-Feldmuster berücksichtigen, indem sie diese nicht beeinflussen. Es gibt viele Arten von Wellenleiterverbindungen, wie z. B. Schraubflansch, Flanschverbindung, Drosselverbindung usw.

Für die Erzeugung und Verstärkung von Mikrowellen werden einige spezielle Röhren benötigt, die als bezeichnet werden Microwave tubes. Von allen,Klystron ist eine wichtige.

Die wesentlichen Elemente von Klystron sind Elektronenstrahlen und Hohlraumresonatoren. Elektronenstrahlen werden von einer Quelle erzeugt und die Hohlraum-Klystrons werden verwendet, um die Signale zu verstärken. Am Ende befindet sich ein Kollektor, um die Elektronen zu sammeln. Der gesamte Aufbau ist wie in der folgenden Abbildung dargestellt.

Die von der Kathode emittierten Elektronen werden zum ersten Resonator hin beschleunigt. Der Kollektor am Ende liegt auf dem gleichen Potential wie der Resonator. Daher haben die Elektronen normalerweise eine konstante Geschwindigkeit im Spalt zwischen den Hohlraumresonatoren.

Der erste Hohlraumresonator wird zunächst mit einem schwachen Hochfrequenzsignal versorgt, das verstärkt werden muss. Das Signal löst ein elektromagnetisches Feld im Hohlraum aus. Dieses Signal wird wie in der folgenden Abbildung gezeigt über ein Koaxialkabel geleitet.

Aufgrund dieses Feldes werden die Elektronen, die den Hohlraumresonator passieren, moduliert. Beim Erreichen des zweiten Resonators werden die Elektronen mit einer anderen EMF bei derselben Frequenz induziert. Dieses Feld ist stark genug, um ein großes Signal aus dem zweiten Hohlraum zu extrahieren.

Hohlraumresonator

Lassen Sie uns zunächst versuchen, die konstruktiven Details und die Funktionsweise eines Hohlraumresonators zu verstehen. Die folgende Abbildung zeigt den Hohlraumresonator.

Ein einfacher Resonanzkreis, der aus einem Kondensator und einer induktiven Schleife besteht, kann mit diesem Hohlraumresonator verglichen werden. Ein Leiter hat freie Elektronen. Wenn eine Ladung an den Kondensator angelegt wird, um ihn auf eine Spannung dieser Polarität aufzuladen, werden viele Elektronen von der oberen Platte entfernt und in die untere Platte eingeführt.

Die Platte mit mehr Elektronenabscheidung ist die Kathode, und die Platte mit der geringeren Anzahl von Elektronen wird zur Anode. Die folgende Abbildung zeigt die Ladungsabscheidung auf dem Kondensator.

Die elektrischen Feldlinien sind von der positiven Ladung zur negativen gerichtet. Wenn der Kondensator mit umgekehrter Polarität aufgeladen wird, ist auch die Richtung des Feldes umgekehrt. Die Verschiebung von Elektronen in der Röhre bildet einen Wechselstrom. Dieser Wechselstrom erzeugt ein magnetisches Wechselfeld, das mit dem elektrischen Feld des Kondensators außer Phase ist.

Wenn das Magnetfeld seine maximale Stärke erreicht hat, ist das elektrische Feld Null und nach einer Weile wird das elektrische Feld maximal, während das Magnetfeld Null ist. Dieser Kraftaustausch findet für einen Zyklus statt.

Geschlossener Resonator

Je kleiner der Wert des Kondensators und die Induktivität der Schleife sind, desto höher ist die Schwingung oder die Resonanzfrequenz. Da die Induktivität der Schleife sehr klein ist, kann eine hohe Frequenz erhalten werden.

Um ein Signal mit höherer Frequenz zu erzeugen, kann die Induktivität weiter reduziert werden, indem mehr induktive Schleifen parallel geschaltet werden, wie in der folgenden Abbildung gezeigt. Dies führt zur Bildung eines geschlossenen Resonators mit sehr hohen Frequenzen.

In einem geschlossenen Resonator sind die elektrischen und magnetischen Felder auf das Innere des Hohlraums beschränkt. Der erste Resonator des Hohlraums wird durch das zu verstärkende externe Signal angeregt. Dieses Signal muss eine Frequenz haben, bei der der Hohlraum mitschwingen kann. Der Strom in diesem Koaxialkabel erzeugt ein Magnetfeld, durch das ein elektrisches Feld entsteht.

Arbeiten von Klystron

Um die Modulation des Elektronenstrahls beim Eintritt in den ersten Hohlraum zu verstehen, betrachten wir das elektrische Feld. Das elektrische Feld am Resonator ändert ständig seine Richtung des induzierten Feldes. Abhängig davon wird das Tempo der Elektronen, die aus der Elektronenkanone kommen, gesteuert.

Da die Elektronen negativ geladen sind, werden sie beschleunigt, wenn sie entgegen der Richtung des elektrischen Feldes bewegt werden. Wenn sich die Elektronen in die gleiche Richtung des elektrischen Feldes bewegen, werden sie auch abgebremst. Dieses elektrische Feld ändert sich ständig, daher werden die Elektronen abhängig von der Änderung des Feldes beschleunigt und abgebremst. Die folgende Abbildung zeigt den Elektronenfluss, wenn sich das Feld in der entgegengesetzten Richtung befindet.

Während der Bewegung betreten diese Elektronen den feldfreien Raum, der als drift spacezwischen den Resonatoren mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten, die Elektronenbündel erzeugen. Diese Bündel entstehen aufgrund der unterschiedlichen Fahrgeschwindigkeit.

Diese Bündel treten in den zweiten Resonator ein, wobei eine Frequenz der Frequenz entspricht, mit der der erste Resonator schwingt. Da alle Hohlraumresonatoren identisch sind, lässt die Bewegung der Elektronen den zweiten Resonator schwingen. Die folgende Abbildung zeigt die Bildung von Elektronenbündeln.

Das induzierte Magnetfeld im zweiten Resonator induziert einen gewissen Strom im Koaxialkabel, wodurch das Ausgangssignal ausgelöst wird. Die kinetische Energie der Elektronen in der zweiten Kavität ist fast gleich der in der ersten Kavität, so dass der Kavität keine Energie entzogen wird.

Während die Elektronen durch den zweiten Hohlraum laufen, werden nur wenige von ihnen beschleunigt, während Elektronenbündel abgebremst werden. Daher wird die gesamte kinetische Energie in elektromagnetische Energie umgewandelt, um das Ausgangssignal zu erzeugen.

Die Amplifikation eines solchen Klystrons mit zwei Kavitäten ist gering, und daher werden Klystrons mit mehreren Kavitäten verwendet.

Die folgende Abbildung zeigt ein Beispiel eines Klystron-Verstärkers mit mehreren Kavitäten.

Wenn das Signal in der ersten Kavität angelegt wird, erhalten wir schwache Bündel in der zweiten Kavität. Diese bilden ein Feld im dritten Hohlraum, das konzentriertere Trauben usw. erzeugt. Daher ist die Verstärkung größer.

Dieser Mikrowellengenerator ist ein Klystron, der Reflexionen und Schwingungen in einem einzelnen Hohlraum mit variabler Frequenz bearbeitet.

Reflex Klystron besteht aus einer Elektronenkanone, einem Kathodenfaden, einem Anodenhohlraum und einer Elektrode auf dem Kathodenpotential. Es bietet wenig Strom und einen geringen Wirkungsgrad.

Bau von Reflex Klystron

Die Elektronenkanone sendet den Elektronenstrahl aus, der durch den Spalt im Anodenhohlraum geht. Diese Elektronen wandern zur Repeller-Elektrode, die sich auf einem hohen negativen Potential befindet. Aufgrund des hohen negativen Feldes stoßen sich die Elektronen in den Anodenhohlraum zurück. Auf ihrer Rückreise geben die Elektronen der Lücke mehr Energie und diese Schwingungen bleiben erhalten. Die konstruktiven Details dieses Reflex-Klystrons sind in der folgenden Abbildung dargestellt.

Es wird angenommen, dass bereits Schwingungen in der Röhre vorhanden sind und diese durch ihren Betrieb aufrechterhalten werden. Die Elektronen gewinnen beim Durchgang durch den Anodenhohlraum an Geschwindigkeit.

Bedienung von Reflex Klystron

Die Funktionsweise von Reflex Klystron wird unter einigen Annahmen verstanden. Der Elektronenstrahl wird in Richtung des Anodenhohlraums beschleunigt.

Nehmen wir an, dass ein Referenzelektron e_rüberquert den Anodenhohlraum, hat aber keine zusätzliche Geschwindigkeit und stößt nach Erreichen der Repeller-Elektrode mit derselben Geschwindigkeit zurück. Ein anderes Elektron, sagen wir male_e das früher als dieses Referenzelektron begonnen hat, erreicht zuerst den Repeller, kehrt aber langsam zurück und erreicht gleichzeitig das Referenzelektron.

Wir haben ein anderes Elektron, das späte Elektron e_l, die später als beide beginnt e_r und e_ees bewegt sich jedoch mit größerer Geschwindigkeit, während es zurückkehrt und gleichzeitig mit er und ee erreicht.

Nun, diese drei Elektronen, nämlich e_r, e_e und e_l gleichzeitig die Lücke erreichen und eine electron bunch. Diese Reisezeit wird als bezeichnettransit time, die einen optimalen Wert haben sollte. Die folgende Abbildung veranschaulicht dies.

Der Anodenhohlraum beschleunigt die Elektronen während des Gehens und gewinnt ihre Energie, indem er sie während der Rückfahrt verzögert. Wenn die Spaltspannung maximal positiv ist, können sich die maximalen negativen Elektronen verzögern.

Die optimale Laufzeit wird dargestellt als

$$ T = n + \ frac {3} {4} \ quad wobei \: n \: \: eine \: Ganzzahl $$ ist

Diese Laufzeit hängt von den Repeller- und Anodenspannungen ab.

Anwendungen von Reflex Klystron

Reflex Klystron wird in Anwendungen verwendet, bei denen eine variable Frequenz erwünscht ist, wie z.

• Funkempfänger
• Tragbare Mikrowellenanschlüsse
• Parametrische Verstärker
• Lokale Oszillatoren von Mikrowellenempfängern
• Als Signalquelle, bei der bei Mikrowellengeneratoren eine variable Frequenz erwünscht ist.

Wanderwellenröhren sind Breitband-Mikrowellengeräte, die keine Hohlraumresonatoren wie Klystrons aufweisen. Die Verstärkung erfolgt durch die verlängerte Wechselwirkung zwischen einem Elektronenstrahl und einem Hochfrequenzfeld (RF).

Bau einer Wanderwellenröhre

Die Wanderwellenröhre ist eine zylindrische Struktur, die eine Elektronenkanone aus einer Kathodenröhre enthält. Es hat Anodenplatten, Helix und einen Sammler. Der HF-Eingang wird an ein Ende der Helix gesendet und der Ausgang wird vom anderen Ende der Helix gezogen.

Eine Elektronenkanone fokussiert einen Elektronenstrahl mit Lichtgeschwindigkeit. Ein Magnetfeld führt den Strahl zur Fokussierung ohne Streuung. Das HF-Feld breitet sich auch mit der Lichtgeschwindigkeit aus, die durch eine Helix verzögert wird. Die Helix wirkt als langsame Wellenstruktur. Das in der Helix ausgebreitete angelegte HF-Feld erzeugt ein elektrisches Feld in der Mitte der Helix.

Das resultierende elektrische Feld aufgrund des angelegten HF-Signals bewegt sich mit der Lichtgeschwindigkeit multipliziert mit dem Verhältnis von Helixabstand zu Helixumfang. Die Geschwindigkeit des Elektronenstrahls, der sich durch die Helix bewegt, induziert Energie für die HF-Wellen auf der Helix.

Die folgende Abbildung erläutert die Konstruktionsmerkmale einer Wanderwellenröhre.

Somit wird der verstärkte Ausgang am Ausgang von TWT erhalten. Die axiale Phasengeschwindigkeit $ V_p $ wird dargestellt als

$$ V_p = V_c \ left ({Pitch} / {2 \ pi r} \ right) $$

Wo rist der Radius der Helix. Da die Helix die geringste Änderung der Phasengeschwindigkeit von $ V_p $ liefert, wird sie für TWT anderen langsamen Wellenstrukturen vorgezogen. Bei der TWT fokussiert die Elektronenkanone den Elektronenstrahl im Spalt zwischen den Anodenplatten auf die Helix, die dann am Kollektor gesammelt wird. Die folgende Abbildung erläutert die Elektrodenanordnungen in einer Wanderwellenröhre.

Betrieb der Wanderwellenröhre

Wenn die Anodenplatten auf Nullpotential liegen, dh wenn sich das axiale elektrische Feld an einem Knoten befindet, bleibt die Elektronenstrahlgeschwindigkeit unbeeinflusst. Wenn sich die Welle auf dem axialen elektrischen Feld im positiven Gegenknoten befindet, bewegt sich das Elektron vom Elektronenstrahl in die entgegengesetzte Richtung. Dieses Elektron, das beschleunigt wird, versucht, das späte Elektron einzuholen, das auf den Knoten des HF-Axialfeldes trifft.

An dem Punkt, an dem sich das HF-Axialfeld am negativen Gegenknoten befindet, versucht das zuvor erwähnte Elektron aufgrund des negativen Feldeffekts zu überholen. Die Elektronen erhalten eine modulierte Geschwindigkeit. Als kumulatives Ergebnis wird eine zweite Welle in der Helix induziert. Der Ausgang wird größer als der Eingang und führt zu einer Verstärkung.

Anwendungen von Wanderwellenröhren

Es gibt viele Anwendungen einer Wanderwellenröhre.

• TWT wird in Mikrowellenempfängern als rauscharmer HF-Verstärker verwendet.

• TWTs werden auch in Breitband-Kommunikationsverbindungen und Koaxialkabeln als Repeater-Verstärker oder Zwischenverstärker verwendet, um niedrige Signale zu verstärken.

• TWTs haben eine lange Röhrenlebensdauer, weshalb sie als Leistungsröhren in Kommunikationssatelliten verwendet werden.

• Hochleistungs-TWTs mit kontinuierlicher Welle werden in Troposcatter-Verbindungen aufgrund der großen Leistung und der großen Bandbreiten verwendet, um auf große Entfernungen zu streuen.

• TWTs werden in gepulsten Hochleistungsradargeräten und bodengestützten Radargeräten verwendet.

Im Gegensatz zu den bisher diskutierten Röhren sind Magnetrons die Querfeldröhren, in denen sich das elektrische und das magnetische Feld kreuzen, dh senkrecht zueinander verlaufen. Bei TWT wurde beobachtet, dass Elektronen, wenn sie länger als in Klystron mit RF wechselwirken, zu einer höheren Effizienz führen. Die gleiche Technik wird bei Magnetrons angewendet.

Arten von Magnetrons

Es gibt drei Haupttypen von Magnetrons.

Negativer Widerstandstyp

• Der negative Widerstand zwischen zwei Anodensegmenten wird verwendet.
• Sie haben einen geringen Wirkungsgrad.
• Sie werden bei niedrigen Frequenzen (<500 MHz) eingesetzt.

Zyklotronfrequenz-Magnetrons

• Die Synchronität zwischen der elektrischen Komponente und den oszillierenden Elektronen wird berücksichtigt.

• Nützlich für Frequenzen über 100 MHz.

Wanderwelle oder Hohlraumtyp

• Die Wechselwirkung zwischen Elektronen und rotierendem EM-Feld wird berücksichtigt.

• Es werden Schwingungen mit hoher Spitzenleistung bereitgestellt.

• Nützlich in Radaranwendungen.

Hohlraum Magnetron

Das Magnetron wird als Hohlraum-Magnetron bezeichnet, da die Anode in Resonanzhohlräume umgewandelt wird und ein Permanentmagnet verwendet wird, um ein starkes Magnetfeld zu erzeugen, bei dem die Wirkung dieser beiden das Gerät zum Arbeiten bringt.

Konstruktion von Cavity Magnetron

In der Mitte befindet sich eine dicke zylindrische Kathode, und ein zylindrischer Kupferblock ist axial befestigt, der als Anode wirkt. Dieser Anodenblock besteht aus einer Anzahl von Schlitzen, die als Resonanzanodenhohlräume wirken.

Der zwischen Anode und Kathode vorhandene Raum wird als bezeichnet Interaction space. Das elektrische Feld ist radial vorhanden, während das Magnetfeld axial im Hohlraummagnetron vorhanden ist. Dieses Magnetfeld wird von einem Permanentmagneten erzeugt, der so angeordnet ist, dass die Magnetlinien parallel zur Kathode und senkrecht zu dem zwischen der Anode und der Kathode vorhandenen elektrischen Feld verlaufen.

Die folgenden Figuren zeigen die Konstruktionsdetails eines Hohlraummagnetrons und die axial vorhandenen magnetischen Flusslinien.

Dieses Hohlraum-Magnetron hat 8 Hohlräume, die eng miteinander verbunden sind. Ein Magnetron mit N-Hohlraum hat $ N $ Betriebsarten. Diese Operationen hängen von der Frequenz und der Phase der Schwingungen ab. Die gesamte Phasenverschiebung um den Ring dieser Hohlraumresonatoren sollte $ 2n \ pi $ betragen, wobei $ n $ eine ganze Zahl ist.

Wenn $ \ phi_v $ die relative Phasenänderung des elektrischen Wechselstromfeldes über benachbarte Hohlräume darstellt, dann

$$ \ phi_v = \ frac {2 \ pi n} {N} $$

Wobei $ n = 0, \: \ pm1, \: \ pm2, \: \ pm \: (\ frac {N} {2} -1), \: \ pm \ frac {N} {2} $

Dies bedeutet, dass der Resonanzmodus $ \ frac {N} {2} $ existieren kann, wenn $ N $ eine gerade Zahl ist.

Wenn,

$$ n = \ frac {N} {2} \ quad dann \ quad \ phi_v = \ pi $$

Dieser Resonanzmodus wird als $ \ pi-Modus $ bezeichnet.

$$ n = 0 \ quad dann \ quad \ phi_v = 0 $$

Dies wird als das bezeichnet Zero mode, weil zwischen der Anode und der Kathode kein elektrisches HF-Feld vorhanden ist. Dies wird auch als bezeichnetFringing Field und dieser Modus wird in Magnetrons nicht verwendet.

Betrieb von Cavity Magnetron

Wenn der Cavity Klystron in Betrieb ist, müssen wir verschiedene Fälle berücksichtigen. Lassen Sie uns sie im Detail durchgehen.

Case 1

Wenn das Magnetfeld fehlt, dh B = 0, kann das Verhalten der Elektronen in der folgenden Abbildung beobachtet werden. Betrachtet man ein Beispiel, wo Elektrona geht unter radialer elektrischer Kraft direkt zur Anode.

Case 2

Bei einer Zunahme des Magnetfeldes wirkt eine Seitenkraft auf die Elektronen. Dies kann in der folgenden Abbildung unter Berücksichtigung des Elektrons beobachtet werdenb das nimmt einen gekrümmten Weg, während beide Kräfte auf ihn wirken.

Der Radius dieses Pfades wird berechnet als

$$ R = \ frac {mv} {eB} $$

Sie ändert sich proportional zur Geschwindigkeit des Elektrons und ist umgekehrt proportional zur Magnetfeldstärke.

Case 3

Ist das Magnetfeld B weiter erhöht wird, folgt das Elektron einem Weg wie dem Elektron c, nur die Anodenoberfläche streifen und den Anodenstrom auf Null setzen. Dies wird als "Critical magnetic field"$ (B_c) $, das ist das abgeschnittene Magnetfeld. Weitere Informationen finden Sie in der folgenden Abbildung.

Case 4

Wenn das Magnetfeld größer als das kritische Feld ist,

$$ B> B_c $$

Dann folgen die Elektronen einem Weg als Elektron d, wo das Elektron zur Kathode zurückspringt, ohne zur Anode zu gehen. Dies bewirkt "back heating"der Kathode. Siehe folgende Abbildung.

Dies wird erreicht, indem die Stromversorgung unterbrochen wird, sobald die Schwingung beginnt. Wenn dies fortgesetzt wird, wird die Emissionseffizienz der Kathode beeinträchtigt.

Betrieb des Hohlraummagnetrons mit aktivem HF-Feld

Wir haben bisher den Betrieb des Hohlraummagnetrons diskutiert, bei dem das HF-Feld in den Hohlräumen des Magnetrons fehlt (statischer Fall). Lassen Sie uns nun seine Funktionsweise diskutieren, wenn wir ein aktives HF-Feld haben.

Nehmen wir wie bei TWT an, dass aufgrund eines gewissen Rauschübergangs anfängliche HF-Schwingungen vorhanden sind. Die Schwingungen werden durch den Betrieb des Geräts aufrechterhalten. Bei diesem Prozess werden drei Arten von Elektronen emittiert, deren Aktionen als Elektronen verstanden werdena, b und cin drei verschiedenen Fällen.

Case 1

Wenn Schwingungen vorhanden sind, ein Elektron averlangsamt die Energieübertragung zum Schwingen. Solche Elektronen, die ihre Energie auf die Schwingungen übertragen, werden als bezeichnetfavored electrons. Diese Elektronen sind verantwortlich fürbunching effect.

Case 2

In diesem Fall beispielsweise ein anderes Elektron b, nimmt Energie aus den Schwingungen und erhöht ihre Geschwindigkeit. Wenn dies erledigt ist,

• Es biegt sich schärfer.
• Es verbringt wenig Zeit im Interaktionsraum.
• Es kehrt zur Kathode zurück.

Diese Elektronen heißen als unfavored electrons. Sie nehmen nicht am Bündeleffekt teil. Diese Elektronen sind auch schädlich, da sie eine "Rückerwärmung" verursachen.

Case 3

In diesem Fall Elektron c, die etwas später ausgestrahlt wird, bewegt sich schneller. Es versucht, das Elektron einzuholena. Das nächste emittierte Elektrondversucht mit zu treten a. Infolgedessen die bevorzugten Elektronena, c und dbilden Elektronenbündel oder Elektronenwolken. Es wird als "Phasenfokussierungseffekt" bezeichnet.

Dieser ganze Prozess wird besser verstanden, wenn man sich die folgende Abbildung ansieht.

Abbildung A zeigt die Elektronenbewegungen in verschiedenen Fällen, während Abbildung B die gebildeten Elektronenwolken zeigt. Diese Elektronenwolken treten auf, während das Gerät in Betrieb ist. Die auf der inneren Oberfläche dieser Anodensegmente vorhandenen Ladungen folgen den Schwingungen in den Hohlräumen. Dadurch entsteht ein im Uhrzeigersinn rotierendes elektrisches Feld, das bei der Durchführung eines praktischen Experiments tatsächlich sichtbar ist.

Während sich das elektrische Feld dreht, werden die Magnetflusslinien parallel zur Kathode gebildet, unter deren kombinierter Wirkung die Elektronenbündel mit vier Speichen gebildet werden, die in regelmäßigen Abständen in spiralförmigen Bahnen zum nächsten positiven Anodensegment gerichtet sind.

Unter den Mikrowellenmessgeräten hat ein Aufbau einer Mikrowellenbank, die aus Mikrowellengeräten besteht, einen herausragenden Platz. Dieser gesamte Aufbau kann mit wenigen Änderungen viele Werte wie Leitwellenlänge, Freiraumwellenlänge, Grenzwellenlänge, Impedanz, Frequenz, VSWR, Klystron-Eigenschaften, Gunn-Dioden-Eigenschaften, Leistungsmessungen usw. messen.

Die von Mikrowellen bei der Bestimmung der Leistung erzeugte Leistung ist im Allgemeinen von geringem Wert. Sie variieren mit der Position in einer Übertragungsleitung. Es sollte ein Gerät zur Messung der Mikrowellenleistung vorhanden sein, bei dem es sich im Allgemeinen um eine Mikrowellenbank handelt.

Allgemeine Messeinrichtung für Mikrowellenbank

Dieser Aufbau ist eine Kombination verschiedener Teile, die im Detail beobachtet werden können. Die folgende Abbildung erläutert die Einrichtung deutlich.

Signalgenerator

Wie der Name schon sagt, erzeugt es ein Mikrowellensignal in der Größenordnung von einigen Milliwatt. Dies verwendet eine Geschwindigkeitsmodulationstechnik, um einen kontinuierlichen Wellenstrahl in Milliwattleistung zu übertragen.

Ein Gunn-Diodenoszillator oder eine Reflex-Klystron-Röhre könnten ein Beispiel für diesen Mikrowellensignalgenerator sein.

Präzisionsdämpfer

Dies ist das Dämpfungsglied, das die gewünschte Frequenz auswählt und den Ausgang auf 0 bis 50 dB begrenzt. Dies ist variabel und kann je nach Anforderung angepasst werden.

Variabler Abschwächer

Dieses Dämpfungsglied stellt den Dämpfungsbetrag ein. Es kann als Feineinstellung von Werten verstanden werden, bei denen die Messwerte mit den Werten des Präzisionsdämpfers verglichen werden.

Isolator

Dadurch wird das Signal entfernt, das nicht erforderlich ist, um die Detektorhalterung zu erreichen. Der Isolator lässt das Signal nur in einer Richtung durch den Wellenleiter laufen.

Frequenzmesser

Dies ist das Gerät, das die Frequenz des Signals misst. Mit diesem Frequenzmesser kann das Signal auf seine Resonanzfrequenz eingestellt werden. Es ist auch vorgesehen, das Signal an den Wellenleiter zu koppeln.

Kristalldetektor

Eine Kristalldetektorsonde und eine Kristalldetektorhalterung sind in der obigen Abbildung angegeben, wobei der Detektor über eine Sonde mit der Halterung verbunden ist. Dies wird verwendet, um die Signale zu demodulieren.

Stehende Wellenanzeige

Das Stehwellenvoltmeter liefert die Anzeige des Stehwellenverhältnisses in dB. Der Wellenleiter ist um eine Lücke geschlitzt, um die Taktzyklen des Signals einzustellen. Vom Wellenleiter übertragene Signale werden über ein BNC-Kabel an VSWR oder CRO weitergeleitet, um dessen Eigenschaften zu messen.

Eine in Echtzeitanwendung eingerichtete Mikrowellenbank würde wie folgt aussehen:

Schauen wir uns nun den wichtigen Teil dieser Mikrowellenbank an, die Schlitzlinie.

Schlitzlinie

In einer Mikrowellenübertragungsleitung oder einem Wellenleiter wird das elektromagnetische Feld als die Summe der vom Generator einfallenden Welle und der zum Generator reflektierten Welle betrachtet. Die Reflexionen zeigen eine Nichtübereinstimmung oder eine Diskontinuität an. Die Größe und Phase der reflektierten Welle hängt von der Amplitude und Phase der reflektierenden Impedanz ab.

Die erhaltenen stehenden Wellen werden gemessen, um die Übertragungsleitungsfehler zu kennen, die erforderlich sind, um die Impedanzfehlanpassung für eine effektive Übertragung zu kennen. Diese geschlitzte Linie hilft bei der Messung des Stehwellenverhältnisses eines Mikrowellengeräts.

Konstruktion

Die Schlitzlinie besteht aus einem Schlitzabschnitt einer Übertragungsleitung, in dem die Messung durchgeführt werden muss. Es verfügt über einen fahrbaren Sondenwagen, mit dem die Sonde bei Bedarf angeschlossen werden kann, und über die Möglichkeit, das Instrument anzubringen und zu erkennen.

In einem Wellenleiter ist in der Mitte der Breitseite axial ein Schlitz vorgesehen. Eine bewegliche Sonde, die mit einem Kristalldetektor verbunden ist, wird in den Schlitz des Wellenleiters eingeführt.

Betrieb

Der Ausgang des Kristalldetektors ist proportional zum Quadrat der angelegten Eingangsspannung. Die bewegliche Sonde ermöglicht eine bequeme und genaue Messung an ihrer Position. Wenn die Sonde jedoch entlang bewegt wird, ist ihre Ausgabe proportional zu dem stehenden Wellenmuster, das innerhalb des Wellenleiters gebildet wird. Hier wird ein variables Dämpfungsglied verwendet, um genaue Ergebnisse zu erhalten.

Das Ausgangs-VSWR kann erhalten werden durch

$$ VSWR = \ sqrt {\ frac {V_ {max}} {V_ {min}}} $$

Wobei $ V $ die Ausgangsspannung ist.

Die folgende Abbildung zeigt die verschiedenen Teile einer beschrifteten Linie.

Die in der obigen Abbildung gekennzeichneten Teile geben Folgendes an.

• Launcher - Lädt das Signal ein.
• Kleinerer Abschnitt des Wellenleiters.
• Isolator - Verhindert Reflexionen an der Quelle.
• Drehbares Dämpfungsglied - Für Feineinstellungen.
• Schlitzabschnitt - Zum Messen des Signals.
• Einstellung der Sondentiefe.
• Tuning-Einstellungen - Um Genauigkeit zu erhalten.
• Kristalldetektor - Erkennt das Signal.
• Angepasste Last - Absorbiert die abgegebene Leistung.
• Kurzschluss - Vorkehrung, um durch eine Last ersetzt zu werden.
• Drehknopf - Zum Einstellen während der Messung.
• Messgerät - Für genaue Ergebnisse.

Um ein niederfrequenzmoduliertes Signal auf einem Oszilloskop zu erhalten, wird eine Schlitzlinie mit einem abstimmbaren Detektor verwendet. Ein Schlitzlinienwagen mit einem abstimmbaren Detektor kann verwendet werden, um Folgendes zu messen.

• VSWR (Voltage Standing Wave Ratio)
• Stehwellenmuster
• Impedance
• Reflexionsfaktor
• Rückflussdämpfung
• Frequenz des verwendeten Generators

Abstimmbarer Detektor

Der abstimmbare Detektor ist eine Detektorhalterung, die zum Erfassen der niederfrequenten rechteckwellenmodulierten Mikrowellensignale verwendet wird. Die folgende Abbildung gibt eine Vorstellung von einer abstimmbaren Detektorhalterung.

Das folgende Bild zeigt die praktische Anwendung dieses Geräts. Es ist am Ende abgeschlossen und hat am anderen Ende eine Öffnung wie oben.

Um eine Übereinstimmung zwischen dem Mikrowellenübertragungssystem und der Detektorhalterung herzustellen, wird häufig ein abstimmbarer Stich verwendet. Es gibt drei verschiedene Arten von abstimmbaren Stichleitungen.

• Abstimmbarer Wellenleiterdetektor
• Abstimmbarer Koaxialdetektor
• Abstimmbarer Sondendetektor

Es gibt auch feste Stichleitungen wie -

• Feste breitbandige abgestimmte Sonde
• Feste wellenleiterangepasste Detektorhalterung

Die Detektorhalterung ist die letzte Stufe auf einer Mikrowellenbank, die am Ende abgeschlossen wird.

Auf dem Gebiet der Mikrowellentechnik gibt es viele Anwendungen, wie bereits im ersten Kapitel erwähnt. Daher stoßen wir bei der Verwendung unterschiedlicher Anwendungen häufig auf die Notwendigkeit, unterschiedliche Werte wie Leistung, Dämpfung, Phasenverschiebung, VSWR, Impedanz usw. für eine effektive Nutzung zu messen.

Lassen Sie uns in diesem Kapitel einen Blick auf die verschiedenen Messtechniken werfen.

Leistungsmessung

Die gemessene Mikrowellenleistung ist die durchschnittliche Leistung an jeder Position im Wellenleiter. Es gibt drei Arten der Leistungsmessung.

• Messung der geringen Leistung (0,01 mW bis 10 mW)

  Beispiel - Bolometrische Technik

• Messung mittlerer Leistung (10 mW bis 1 W)

  Beispiel - Kalorimetertechnik

• Messung der Hochleistung (> 10W)

  Beispiel - Kalorimeter Wattmeter

Lassen Sie uns sie im Detail durchgehen.

Messung von geringer Leistung

Die Messung der Mikrowellenleistung um 0,01 mW bis 10 mW kann als Messung der geringen Leistung verstanden werden.

Bolometerist ein Gerät, das für Messungen mit niedriger Mikrowellenleistung verwendet wird. Das im Bolometer verwendete Element kann einen positiven oder negativen Temperaturkoeffizienten haben. Beispielsweise hat ein Barrater einen positiven Temperaturkoeffizienten, dessen Widerstand mit steigender Temperatur zunimmt. Der Thermistor hat einen negativen Temperaturkoeffizienten, dessen Widerstand mit steigender Temperatur abnimmt.

Jeder von ihnen kann im Bolometer verwendet werden, aber die Widerstandsänderung ist proportional zur zur Messung angelegten Mikrowellenleistung. Dieses Bolometer wird in einer Brücke der Arme als eines verwendet, so dass ein verursachtes Ungleichgewicht die Leistung beeinträchtigt. Ein typisches Beispiel für eine Brückenschaltung mit einem Bolometer ist in der folgenden Abbildung dargestellt.

Das Milliamperemeter gibt hier den Wert des fließenden Stroms an. Die Batterie ist variabel und wird variiert, um ein Gleichgewicht zu erhalten, wenn durch das Verhalten des Bolometers ein Ungleichgewicht verursacht wird. Diese Einstellung der Gleichstrombatteriespannung ist proportional zur Mikrowellenleistung. Die Belastbarkeit dieser Schaltung ist begrenzt.

Messung der mittleren Leistung

Die Messung der Mikrowellenleistung um 10 mW bis 1 W kann als Messung der mittleren Leistung verstanden werden.

Es wird eine spezielle Last verwendet, die normalerweise einen bestimmten Wert der spezifischen Wärme beibehält. Die zu messende Leistung wird an ihrem Eingang angelegt, wodurch sich die Ausgangstemperatur der Last, die sie bereits aufrechterhält, proportional ändert. Der Unterschied im Temperaturanstieg gibt die Eingangsmikrowellenleistung für die Last an.

Hier wird die Bridge-Balance-Technik verwendet, um die Ausgabe zu erhalten. Die Wärmeübertragungsmethode wird zur Messung der Leistung verwendet, bei der es sich um eine kalorimetrische Technik handelt.

Messung von Hochleistung

Die Messung der Mikrowellenleistung um 10 W bis 50 kW kann als Messung der hohen Leistung verstanden werden.

Die hohe Mikrowellenleistung wird normalerweise mit kalorimetrischen Wattmetern gemessen, die trocken und fließfähig sein können. Der Trockentyp wird so benannt, dass er ein Koaxialkabel verwendet, das mit einem dielektrischen Kabel mit hohem Hystereseverlust gefüllt ist, während der Strömungstyp so bezeichnet wird, dass er Wasser oder Öl oder eine Flüssigkeit verwendet, die ein guter Absorber für Mikrowellen ist.

Die Temperaturänderung der Flüssigkeit vor und nach dem Eintritt in die Last wird zur Kalibrierung der Werte herangezogen. Die Einschränkungen bei dieser Methode sind wie Durchflussbestimmung, Kalibrierung und thermische Trägheit usw.

Messung der Dämpfung

In der Praxis sorgen Mikrowellenkomponenten und -geräte häufig für eine gewisse Dämpfung. Das Ausmaß der angebotenen Dämpfung kann auf zwei Arten gemessen werden. Sie sind - Leistungsverhältnismethode und HF-Substitutionsmethode.

Die Dämpfung ist das Verhältnis von Eingangsleistung zu Ausgangsleistung und wird normalerweise in Dezibel ausgedrückt.

$$ Dämpfung \: in \: dBs = 10 \: log \ frac {P_ {in}} {P_ {out}} $$

Wobei $ P_ {in} $ = Eingangsleistung und $ P_ {out} $ = Ausgangsleistung

Leistungsverhältnismethode

Bei diesem Verfahren erfolgt die Messung der Dämpfung in zwei Schritten.

• Step 1 - Die Eingangs- und Ausgangsleistung der gesamten Mikrowellenbank erfolgt ohne das Gerät, dessen Dämpfung berechnet werden muss.

• Step 2 - Die Eingangs- und Ausgangsleistung der gesamten Mikrowellenbank erfolgt mit dem Gerät, dessen Dämpfung berechnet werden muss.

Das Verhältnis dieser Leistungen im Vergleich gibt den Wert der Dämpfung an.

Die folgenden Abbildungen sind die beiden Konfigurationen, die dies erklären.

Drawback - Die Leistungs- und Dämpfungsmessungen sind möglicherweise nicht genau, wenn die Eingangsleistung niedrig und die Dämpfung des Netzwerks groß ist.

RF-Substitutionsmethode

Bei diesem Verfahren erfolgt die Messung der Dämpfung in drei Schritten.

• Step 1 - Die Ausgangsleistung der gesamten Mikrowellenbank wird mit dem Netzwerk gemessen, dessen Dämpfung berechnet werden muss.

• Step 2 - Die Ausgangsleistung der gesamten Mikrowellenbank wird gemessen, indem das Netzwerk durch ein präzise kalibriertes Dämpfungsglied ersetzt wird.

• Step 3 - Jetzt wird dieses Dämpfungsglied so eingestellt, dass es die gleiche Leistung erhält, die mit dem Netzwerk gemessen wurde.

Die folgenden Abbildungen sind die beiden Konfigurationen, die dies erklären.

Der eingestellte Wert am Dämpfungsglied gibt die Dämpfung des Netzwerks direkt an. Der Nachteil des obigen Verfahrens wird hier vermieden, und daher ist dies ein besseres Verfahren zum Messen der Dämpfung.

Messung der Phasenverschiebung

Unter praktischen Arbeitsbedingungen kann es zu einer Phasenänderung des Signals gegenüber dem tatsächlichen Signal kommen. Um eine solche Phasenverschiebung zu messen, verwenden wir eine Vergleichstechnik, mit der wir die Phasenverschiebung kalibrieren können.

Der Aufbau zur Berechnung der Phasenverschiebung ist in der folgenden Abbildung dargestellt.

Nachdem die Mikrowellenquelle das Signal erzeugt hat, wird es hier durch einen T-Übergang in der H-Ebene geleitet, von dem aus ein Port mit dem Netzwerk verbunden ist, dessen Phasenverschiebung gemessen werden soll, und der andere Port mit einem einstellbaren Präzisionsphasenschieber verbunden ist.

Der demodulierte Ausgang ist eine 1-kHz-Sinuswelle, die im angeschlossenen CRO beobachtet wird. Dieser Phasenschieber ist so eingestellt, dass sein Ausgang einer 1-kHz-Sinuswelle ebenfalls dem oben genannten entspricht. Nachdem der Abgleich durch Beobachtung im Dual-Mode-CRO erfolgt ist, gibt uns dieser Präzisions-Phasenschieber den Messwert der Phasenverschiebung. Dies wird durch die folgende Abbildung klar verstanden.

Dieses Verfahren wird am häufigsten bei der Messung der Phasenverschiebung angewendet. Lassen Sie uns nun sehen, wie das VSWR berechnet wird.

Messung des VSWR

In jeder praktischen Mikrowellenanwendung führt jede Art von Impedanzfehlanpassung zur Bildung stehender Wellen. Die Stärke dieser stehenden Wellen wird durch das Spannungs-Stehwellenverhältnis ($ VSWR $) gemessen. Das Verhältnis von maximaler zu minimaler Spannung ergibt das $ VSWR $, das mit $ S $ bezeichnet wird.

$$ S = \ frac {V_ {max}} {V_ {min}} = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} $$

Wobei $ \ rho = Reflexion \: koeffizient = \ frac {P_ {reflektiert}} {P_ {Vorfall}} $

Die Messung von $ VSWR $ kann auf zwei Arten erfolgen: Niedrig $ VSWR $ und Hoch $ VSWR $.

Messung des niedrigen VSWR (S <10)

Die Messung des niedrigen $ VSWR $ kann durch Einstellen des Dämpfers erfolgen, um einen Messwert auf einem DC-Millivoltmeter zu erhalten, der ein VSWR-Meter ist. Die Messwerte können gemessen werden, indem die Schlitzlinie und das Dämpfungsglied so eingestellt werden, dass das DC-Millivoltmeter sowohl einen Skalenendwert als auch einen Mindestwert anzeigt.

Diese beiden Messwerte werden nun berechnet, um das $ VSWR $ des Netzwerks zu ermitteln.

Messung des hohen VSWR (S> 10)

Die Messung von hohem $ VSWR $, dessen Wert größer als 10 ist, kann mit einer Methode gemessen werden, die als bezeichnet wird double minimum method. Bei diesem Verfahren wird auch die Ablesung am Minimalwert und die Ablesung am halben Punkt des Minimalwerts im Scheitel davor und im Scheitel danach vorgenommen. Dies kann aus der folgenden Abbildung verstanden werden.

Nun kann der $ VSWR $ durch eine Beziehung berechnet werden, die als - angegeben wird

$$ VSWR = \ frac {\ lambda_ {g}} {\ pi (d_2-d_1)} $$

Wobei $ \ lambda_g \: \: die \: geführte \: Wellenlänge $ ist

$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {\ sqrt {1 - (\ frac {\ lambda_0} {\ lambda_c}) ^ 2}} \ quad wobei \: \ lambda_0 \: = {c} / {f} $$

Da hier die beiden Mindestpunkte berücksichtigt werden, wird dies als doppelte Mindestmethode bezeichnet. Lassen Sie uns nun etwas über die Messung der Impedanz lernen.

Messung der Impedanz

Abgesehen von Magic Tee haben wir zwei verschiedene Methoden, eine verwendet die Schlitzlinie und die andere das Reflektometer.

Impedanz mit der Schlitzlinie

Bei dieser Methode wird die Impedanz unter Verwendung einer Schlitzlinie gemessen und $ Z_L $ geladen. Mit dieser Methode können $ V_ {max} $ und $ V_ {min} $ bestimmt werden. Bei diesem Verfahren erfolgt die Impedanzmessung in zwei Schritten.

• Step 1 - Bestimmen von Vmin mit load $ Z_L $.

• Step 2 - Bestimmung von Vmin durch Kurzschließen der Last.

Dies ist in den folgenden Abbildungen dargestellt.

Wenn wir versuchen, die Werte von $ V_ {max} $ und $ V_ {min} $ mit einer Last zu erhalten, erhalten wir bestimmte Werte. Wenn dies jedoch durch Kurzschließen der Last geschieht, wird das Minimum entweder nach rechts oder nach links verschoben. Wenn diese Verschiebung nach links erfolgt, bedeutet dies, dass die Last induktiv ist, und wenn die Verschiebung nach rechts erfolgt, bedeutet dies, dass die Last kapazitiver Natur ist. Die folgende Abbildung erklärt dies.

Durch Aufzeichnen der Daten wird eine unbekannte Impedanz berechnet. Die Impedanz und der Reflexionskoeffizient $ \ rho $ können sowohl in der Größe als auch in der Phase erhalten werden.

Impedanz mit dem Reflektometer

Im Gegensatz zur Schlitzlinie hilft das Reflektometer dabei, nur die Impedanzgröße und nicht den Phasenwinkel zu ermitteln. Bei diesem Verfahren werden zwei Richtkoppler verwendet, die identisch sind, sich jedoch in der Richtung unterscheiden.

Diese beiden Koppler werden verwendet, um die einfallende Leistung $ P_i $ und die reflektierte Leistung $ P_r $ von der Last abzutasten. Das Reflektometer wird wie in der folgenden Abbildung gezeigt angeschlossen. Es wird verwendet, um die Größe des Reflexionskoeffizienten $ \ rho $ zu erhalten, aus der die Impedanz erhalten werden kann.

Aus dem Reflektometer haben wir

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$

Aus dem Wert von $ \ rho $ können der $ VSWR $, dh $ S $ und die Impedanz berechnet werden durch

$$ S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} \ quad und \ quad \ frac {z-z_g} {z + z_g} = \ rho $$

Dabei ist $ z_g $ die bekannte Wellenimpedanz und $ z $ die unbekannte Impedanz.

Obwohl hier die Vorwärts- und Rückwärtswellenparameter beobachtet werden, tritt aufgrund der Richtungseigenschaft der Koppler keine Interferenz auf. Das Dämpfungsglied hilft bei der Aufrechterhaltung einer niedrigen Eingangsleistung.

Messung des Q des Hohlraumresonators

Es gibt jedoch drei Methoden wie die Übertragungsmethode, die Impedanzmethode und die Transient Decay- oder Decrement-Methode zum Messen Q Die einfachste und am häufigsten angewandte Methode eines Hohlraumresonators ist die Transmission Method. Schauen wir uns daher den Messaufbau an.

Bei diesem Verfahren fungiert der Hohlraumresonator als die Vorrichtung, die sendet. Das Ausgangssignal ist als Funktion der Frequenz aufgetragen, was zu einer Resonanzkurve führt, wie in der folgenden Abbildung gezeigt.

Aus dem obigen Aufbau wird die Signalfrequenz der Mikrowellenquelle variiert, wobei der Signalpegel konstant gehalten wird, und dann wird die Ausgangsleistung gemessen. Der Hohlraumresonator ist auf diese Frequenz abgestimmt, und der Signalpegel und die Ausgangsleistung werden erneut notiert, um den Unterschied festzustellen.

Wenn der Ausgang aufgezeichnet wird, wird die Resonanzkurve erhalten, aus der wir die HPBW-Werte (Half Power Bandwidth) (2 \ Delta) $ ermitteln können.

$$ 2 \ Delta = \ pm \ frac {1} {Q_L} $$

Dabei ist $ Q_L $ der geladene Wert

$$ oder \ quad Q_L = \ pm \ frac {1} {2 \ Delta} = \ pm \ frac {w} {2 (w-w_0)} $$

Wenn die Kopplung zwischen der Mikrowellenquelle und dem Hohlraum sowie die Kopplung zwischen dem Detektor und dem Hohlraum vernachlässigt werden, dann

$$ Q_L = Q_0 \: (entladen \: Q) $$

Nachteil

Der Hauptnachteil dieses Systems besteht darin, dass die Genauigkeit in Systemen mit sehr hoher Q aufgrund des schmalen Betriebsbandes etwas schlecht ist.

Wir haben viele Arten von Messtechniken mit unterschiedlichen Parametern behandelt. Lassen Sie uns nun versuchen, einige Beispielprobleme zu lösen.

Lassen Sie uns in diesem Kapitel Spaß haben, indem wir einige numerische Probleme im Zusammenhang mit Mikrowellen lösen.

Problem 1

Ein Übertragungssystem, das einen Wellenleiter im $ TE_ {10} $ -Modus mit den Abmessungen $ a = 5 cm, b = 3 cm $ verwendet, arbeitet mit 10GHz. Der zwischen zwei Mindestleistungspunkten gemessene Abstand beträgt1mm on a slotted line. Calculate the VSWR of the system.

Lösung

Vorausgesetzt, $ f = 10 GHz; a = 5 cm; b = 3 cm $

Für den Wellenleiter $ TE_ {10} $ mode

$$ \ lambda_c = 2a = 2 \ mal 5 = 10 cm $$

$$ \ lambda_0 = \ frac {c} {f} = \ frac {3 \ times10 ^ {10}} {10 \ times10 ^ 9} = 3 cm $$

$$ d_2-d_1 = 1 mm = 10 ^ {- 1} cm $$

Wir wissen

$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {1 - ({\ lambda_0} / {\ lambda_c}) ^ 2} = \ frac {3} {\ sqrt {1 - ({3} / {10}) ^ 2}} = 3,144 cm $$

Für die Methode des doppelten Minimums ist VSWR gegeben durch

$$ VSWR = \ frac {\ lambda_g} {\ pi (d_2-d_1)} = \ frac {3.144} {\ pi (1 \ times10 ^ {- 1})} = 10.003 = 10 $$

Daher beträgt der VSWR-Wert für das gegebene Übertragungssystem 10.

Problem 2

Was ist in einem Aufbau zum Messen der Impedanz eines Reflektometers der Reflexionskoeffizient, wenn die Ausgänge von zwei Kopplern sind 2mw und 0.5mw beziehungsweise?

Lösung

Angesichts dessen

$$ \ frac {P_i} {100} = 2 mw \ quad und \ quad \ frac {P_r} {100} = 0,5 mw $$

$$ P_i = 2 \ mal 100mw = 200mw $$

$$ P_r = 0,5 mal 100 MW = 50 MW $$

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {50mw} {200mw}} = \ sqrt {0,25} = 0,5 $$

Daher beträgt der Reflexionskoeffizient $ \ rho $ des gegebenen Aufbaus 0,5.

Problem 3

Wenn zwei identische Koppler in einem Wellenleiter verwendet werden, um die einfallende Leistung als 3 mW und die reflektierte Leistung als abzutasten 0.25mw, dann finden Sie den Wert von $ VSWR $.

Lösung

Wir wissen das

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {0,25} {3}} = \ sqrt {0,0833} = 0,288 $$

$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = \ frac {1 + 0,288} {1-0,288} = \ frac {1,288} {0,712} = 1,80 $$

Daher beträgt der $ VSWR $ -Wert für das obige System 1,80

Problem 4

Zwei identisch 30dBRichtungskoppler werden verwendet, um einfallende und reflektierte Leistung in einem Wellenleiter abzutasten. Der Wert von VSWR ist6 und der Ausgang der einfallenden Kopplerabtastleistung ist 5mw. Was ist der Wert der reflektierten Leistung?

Lösung

Wir wissen das

$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = 6 $$

$$ (1+ \ rho) = 6 (1- \ rho) = 6 - 6 \ rho $$

$$ 7 \ rho = 5 $$

$$ \ rho = \ frac {5} {7} = 0,174 $$

Um den Wert der reflektierten Kraft zu erhalten, haben wir

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {{P_r} / {10 ^ 3}} {{P_i} / {10 ^ 3}} = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$

$$ oder \ quad \ rho ^ 2 = \ frac {P_r} {P_i} $$

$$ P_r = \ rho ^ 2.P_i = (0,714) ^ 2,5 = 0,510 \ mal 5 = 2,55 $$

Daher beträgt die reflektierte Leistung in diesem Wellenleiter 2,55 mW.