アンプ-クイックガイド
すべて material自然界には特定の特性があります。これらのプロパティは、マテリアルの動作を定義します。材料科学は、さまざまな条件にさらされたときのさまざまな材料または空間における電子の流れの研究を扱う電子工学の一分野です。
固体内の原子の混合により、単一のエネルギーレベルではなく、エネルギーレベルのバンドが形成されます。密集しているこれらのエネルギーレベルのセットは、次のように呼ばれます。Energy bands。
材料の種類
価電子が存在するエネルギーバンドは、 Valence band、伝導電子が存在するバンドは Conduction band。これら2つのバンド間のエネルギーギャップは次のように呼ばれます。Forbidden energy gap。
電子的には、材料は絶縁体、半導体、導体に大別されます。
Insulators−絶縁体は、禁止されているギャップが大きいために伝導が発生しない材料です。例:木材、ゴム。
Semiconductors−半導体は、禁止されているエネルギーギャップが小さく、外部エネルギーが加えられると伝導が起こる材料です。例:シリコン、ゲルマニウム。
Conductors−導体は、価電子帯と伝導帯が非常に接近して重なり合うと、禁止されているエネルギーギャップがなくなる材料です。例:銅、アルミニウム。
3つすべてのうち、電気に対する抵抗率が必要な場合は絶縁体が使用され、伝導率が高くなければならない場合は導体が使用されます。半導体は、それらがどのように使用されるかという特定の関心を引き起こすものです。
半導体
A Semiconductor抵抗率が導体と絶縁体の間にある物質です。材料を半導体として決定するのは抵抗率の性質だけではありませんが、次のような性質はほとんどありません。
半導体の抵抗率は、絶縁体よりも導体よりも小さくなっています。
半導体の温度係数は負です。半導体の抵抗は、温度の低下とともに増加し、逆もまた同様です。
半導体の導電性は、適切な金属不純物を加えると変化しますが、これは非常に重要な特性です。
半導体デバイスは、エレクトロニクスの分野で広く使用されています。トランジスタはかさばる真空管に取って代わり、デバイスのサイズとコストが削減され、この革命はペースを上げ続け、統合された電子機器のような新しい発明につながりました。半導体は以下のように分類できます。
非常に純粋な形の半導体は、 intrinsic semiconductor。しかし、この純粋な形の伝導能力は低すぎます。真性半導体の伝導能力を高めるために、いくつかの不純物を加える方が良いです。不純物を加えるこのプロセスは、Doping。現在、このドープされた真性半導体は、Extrinsic Semiconductor。
追加される不純物は、一般的に pentavalent そして trivalent不純物。これらの種類の不純物に応じて、別の分類が行われます。いつpentavalent 純粋な半導体に不純物を加えると、 N-type extrinsic Semiconductor。同様に、trivalent 純粋な半導体に不純物を加えると、 P-type extrinsic Semiconductor。
PN接合
電子がその場所から移動すると、そこに穴が形成されると言われています。つまり、穴は電子が存在しないことです。電子が負の端子から正の端子に移動すると言われる場合、それは正孔が正の端子から負の端子に移動していることを意味します。
上記の材料は、半導体技術の基礎です。ザ・N-type 5価の不純物を添加して形成された材料は electrons as its majority carriers少数キャリアとしての穴。一方、P-type 三価不純物を添加して形成された材料は holes as its majority carriers 少数キャリアとしての電子。
PとNの材料を結合するとどうなるかを理解してみましょう。
下図のように、P型とN型の材料を近づけると、両者が結合して接合部を形成します。
P型素材は holes として majority carriers そしてN型材料は持っています electrons として majority carriers。反対の電荷が引き付けられるため、P型の正孔はn側に移動する傾向がありますが、N型の電子はP側に移動する傾向があります。
それらの両方が接合部に向かって移動すると、正孔と電子が互いに再結合して中和し、イオンを形成します。さて、この接合部には、正イオンと負イオンが形成される領域があります。PN junction または図に示すようにジャンクションバリア。
P側にマイナスイオンが形成され、N側にプラスイオンが形成されると、PN接合の両側に狭い帯電領域が形成されます。この領域には、移動可能な電荷キャリアがありません。ここに存在するイオンは静止しており、電荷キャリアなしでそれらの間の空間領域を維持します。
この領域はP型とN型の材料間の障壁として機能するため、これは Barrier junction。これは別の名前で呼ばれますDepletion regionつまり、両方の領域が枯渇します。電位差Vが発生するDは、と呼ばれる接合部を横切って、によるイオンの形成にPotential Barrier接合部を通る正孔と電子のさらなる移動を防ぐためです。このフォーメーションは、Diode。
ダイオードのバイアス
ダイオードまたは任意の2つの端子コンポーネントが回路に接続されている場合、特定の電源で2つのバイアス状態が発生します。彼らですForward biased 状態と Reverse biased 状態。
順方向バイアス状態
ダイオードが回路に接続されている場合、 anode to the positive ターミナルと cathode to the negative 供給の端子、そしてそのような接続は forward biased 状態。
この種の接続は、回路をますます順方向にバイアスし、より多くの導通を助けます。ダイオードは順方向にバイアスされた状態で良好に導通します。
逆バイアス状態
ダイオードが回路に接続されている場合、 anode to the negative ターミナルと cathode to the positive 供給の端子、そしてそのような接続は Reverse biased 状態。
この種の接続は、回路をますます逆バイアスにし、導通を最小限に抑えて防止するのに役立ちます。ダイオードは逆バイアス状態では導通できません。
上記の情報により、PN接合が何であるかがわかりました。この知識を持って、次の章でトランジスタについて学びましょう。
単一のPN接合、または単にダイオードについての詳細を知った後、2つのPN接合接続を試してみましょう。単一のPN接合に別のP型材料またはN型材料を追加すると、別の接合が形成されます。このようなフォーメーションは、単にTransistor。
A Transistor は、電流または電圧の流れを調整し、信号のスイッチまたはゲートとして機能する3端子半導体デバイスです。
トランジスタの使用
トランジスタは an Amplifier、信号強度を上げる必要がある場合。
トランジスタは、 switch 利用可能なオプションから選択します。
また regulates 入ってくる current and voltage 信号の。
トランジスタの構造の詳細
トランジスタは、2つのダイオードを背中合わせに接続することによって形成される3端子ソリッドステートデバイスです。したがって、それは持っていますtwo PN junctions。その中に存在する3つの半導体材料から3つの端子が引き出されます。このタイプの接続には、2種類のトランジスタがあります。彼らですPNP そして NPN つまり、2つのPタイプ間のN型材料であり、もう1つは2つのN型間のP型材料です。
次の図は、トランジスタの基本的な構造を示しています。
トランジスタから引き出された3つの端子は Emitter, Base そして Collectorターミナル。これらには、以下で説明する機能があります。
エミッター
上に示した構造の左側は、次のように理解できます。 Emitter。
これは moderate size そして heavily doped その主な機能は supply の数 majority carriers、すなわち電子または正孔のいずれか。
これが電子を放出するので、それはエミッターと呼ばれます。
これは単に文字で示されます E。
ベース
上図の真ん中の素材は Base。
これは thin そして lightly doped。
その主な機能は pass エミッタからコレクタへの多数キャリア。
これは文字で示されます B。
コレクタ
上図の右側の素材は、 Collector。
その名前はその機能を意味します collecting the carriers。
これは bit largerエミッターとベースよりもサイズが大きい。ですmoderately doped。
これは文字で示されます C。
PNPおよびNPNトランジスタの記号は以下のとおりです。
ザ・ arrow-head 上の図では、 emitterトランジスタの。トランジスタのコレクタははるかに大きな電力を消費する必要があるため、大きくなります。エミッターとコレクターの特定の機能により、それらはnot interchangeable。したがって、トランジスタを使用するときは、端子に常に注意する必要があります。
実用的なトランジスタでは、識別のためにエミッタリードの近くにノッチがあります。PNPトランジスタとNPNトランジスタは、マルチメータを使用して区別できます。次の画像は、さまざまな実用的なトランジスタがどのように見えるかを示しています。
これまでトランジスタの構造の詳細について説明してきましたが、トランジスタの動作を理解するには、まずバイアスについて知る必要があります。
トランジスタバイアス
トランジスタは2つのダイオードの組み合わせであることがわかっているので、ここには2つの接合があります。1つの接合部がエミッタとベースの間にあるため、これは次のように呼ばれます。Emitter-Base junction 同様に、もう一方は Collector-Base junction。
Biasing電源を供給することによって回路の動作を制御しています。両方のPN接合の機能は、いくつかのDC電源を介して回路にバイアスを提供することによって制御されます。次の図は、トランジスタがどのようにバイアスされているかを示しています。
上の図を見ると、
回路を作るために、N型材料には負の電源が供給され、P型材料には正の電源が供給されます Forward bias。
回路を作るために、N型材料には正の電源が供給され、P型材料には負の電源が供給されます Reverse bias。
力を加えることによって、 emitter base junction 常に forward biasedエミッタ抵抗が非常に小さいためです。ザ・collector base junction です reverse biasedそしてその抵抗は少し高いです。エミッタ接合では小さな順バイアスで十分ですが、コレクタ接合では高い逆バイアスを適用する必要があります。
上記の回路に示されている電流の方向は、 Conventional Current、は正孔電流の動きです。 opposite to the electron current。
PNPトランジスタの動作
PNPトランジスタの動作は、エミッタ-ベース接合が順方向にバイアスされ、コレクタ-ベース接合が逆方向にバイアスされている次の図を見ると説明できます。
電圧 VEEP型材料の穴をはじくエミッタに正の電位を提供し、これらの穴はエミッタとベースの接合を横切ってベース領域に到達します。非常に低い割合の正孔がN領域の自由電子と再結合します。これは、ベース電流を構成する非常に低い電流を提供しますIB。残りの穴はコレクタとベースの接合部を横切り、コレクタ電流を構成しますIC、これは正孔電流です。
穴がコレクター端子に達すると、バッテリーのマイナス端子からの電子がコレクターのスペースを満たします。この流れはゆっくりと増加し、電子少数電流がエミッタを流れ、各電子がの正端子に入るVEE、エミッタ接合に向かって移動することにより、穴に置き換えられます。これはエミッタ電流を構成しますIE。
したがって、私たちはそれを理解することができます-
PNPトランジスタの導通は正孔を介して行われます。
コレクタ電流はエミッタ電流よりわずかに少ないです。
エミッタ電流の増減はコレクタ電流に影響します。
NPNトランジスタの動作
NPNトランジスタの動作は、エミッタ-ベース接合が順方向にバイアスされ、コレクタ-ベース接合が逆方向にバイアスされている次の図を見ると説明できます。
電圧 VEEN型材料の電子をはじくエミッターに負の電位を提供し、これらの電子はエミッターとベースの接合部を通過してベース領域に到達します。そこでは、非常に低い割合の電子がP領域の自由正孔と再結合します。これは、ベース電流を構成する非常に低い電流を提供しますIB。残りの穴はコレクタとベースの接合部を横切り、コレクタ電流を構成しますIC。
電子がコレクター端子から出てバッテリーのプラス端子に入ると、バッテリーのマイナス端子からの電子が VEEエミッタ領域に入ります。この流れはゆっくりと増加し、電子電流がトランジスタを流れます。
したがって、私たちはそれを理解することができます-
NPNトランジスタの伝導は電子を介して行われます。
コレクタ電流はエミッタ電流よりも高くなっています。
エミッタ電流の増減はコレクタ電流に影響します。
トランジスタの利点
トランジスタを使用することには、次のような多くの利点があります。
- 高電圧ゲイン。
- より低い供給電圧で十分です。
- 低電力アプリケーションに最適です。
- 小さくて軽い。
- 真空管よりも機械的に強い。
- 真空管のように外部から加熱する必要はありません。
- 抵抗やダイオードと統合してICを製造するのに非常に適しています。
消費電力が少ないため、高電力アプリケーションに使用できないなどの欠点はほとんどありません。それらは入力インピーダンスが低く、温度に依存します。
どのトランジスタにも3つの端子があります。 emitter、 base、 そしてその collector。これらの3つの端子を使用して、トランジスタを3つの異なる構成で入力と出力の両方に共通の1つの端子を持つ回路に接続できます。
3種類の構成は次のとおりです。 Common Base, Common Emitter そして Common Collector構成。すべての構成で、エミッタ接合は順方向にバイアスされ、コレクタ接合は逆方向にバイアスされます。
共通ベース(CB)構成
名前自体は、 Base端子は、トランジスタの入力と出力の両方の共通端子と見なされます。NPNトランジスタとPNPトランジスタの両方の共通ベース接続は次の図に示すとおりです。
理解のために、CB構成のNPNトランジスタについて考えてみましょう。エミッタ電圧が印加されると、順方向にバイアスされるため、負の端子からの電子がエミッタの電子をはじき、電流がエミッタとベースを通ってコレクタに流れ、コレクタ電流に寄与します。この間、コレクタ電圧VCBは一定に保たれます。
CB構成では、入力電流はエミッタ電流です。 IE 出力電流はコレクタ電流です IC。
現在の増幅率(α)
コレクタ電流の変化の比(ΔI Cエミッタ電流の変化(ΔI)はEコレクタ電圧V)CBが一定に保たれているが、と呼ばれCurrent amplification factor。それはによって示されますα。
$\alpha = \frac{\Delta I_C}{\Delta I_E}$一定のVCBで
コレクタ電流の式
上記の考えで、コレクタ電流の式を描いてみましょう。
エミッタ電流が流れるとともに、ある程度のベース電流があります IBこれは、正孔の再結合によりベース端子を流れます。コレクタ-ベース接合は逆バイアスされているため、少数の電荷キャリアのために流れる別の電流があります。これは、次のように理解できるリーク電流です。Ileakage。これは少数の電荷キャリアによるものであり、したがって非常に小さい。
コレクタ端子に到達するエミッタ電流は
$$\alpha I_E$$
総コレクタ電流
$$I_C = \alpha I_E + I_{leakage}$$
エミッタベース電圧VEB = 0の場合でも、小さなリーク電流が流れます。これはI CBO(出力が開いた状態のコレクタベース電流)と呼ばれます。
したがって、コレクタ電流は次のように表すことができます。
$$I_C = \alpha I_E + I_{CBO}$$
$$I_E = I_C + I_B$$
$$I_C = \alpha (I_C + I_B) + I_{CBO}$$
$$I_C (1 - \alpha) = \alpha I_B + I_{CBO}$$
$$I_C = \frac{\alpha}{1 - \alpha}I_B + \frac{I_{CBO}}{1 - \alpha}$$
$$I_C = \left ( \frac{\alpha}{1 - \alpha} \right )I_B + \left ( \frac{1}{1 - \alpha} \right )I_{CBO}$$
したがって、上記で導出されたのはコレクタ電流の式です。コレクタ電流の値は、使用中のトランジスタの電流増幅率とともに、ベース電流とリーク電流に依存します。
CB構成の特徴
この構成では、電圧ゲインは提供されますが、電流ゲインは提供されません。
VあるCBのエミッタ・ベース間電圧Vのわずかな増加で、一定のEB、エミッタ電流I Eが増加します。
エミッタ電流I Eは、コレクタ電圧Vとは独立してCB。
コレクタ電圧V CBは、コレクタ電流I影響を与えることができるCをVと、のみ低電圧EBが一定に保たれます。
入力抵抗 Riエミッタ-ベース電圧の変化(ΔVの比であるEBエミッタ電流(ΔIの変化に対する)E一定のコレクタベース電圧Vで)CBは。
$R_i = \frac{\Delta V_{EB}}{\Delta I_E}$一定のVCBで
入力抵抗は非常に低い値であるように、Vの小さな値EBは、エミッタ電流Iの大電流が流れ生成するのに十分であるEを。
出力抵抗 Roコレクタベース電圧(ΔVの変化の比であるCBコレクタ電流(ΔIの変化に対する)C現在のIEエミッタ定数では)。
$R_o = \frac{\Delta V_{CB}}{\Delta I_C}$一定のIEで
出力抵抗が非常に高い価値があるように、Vが大きく変化CBはコレクタ電流Iはほとんど変化産生Cを。
この構成は、温度の上昇に対して優れた安定性を提供します。
CB構成は、高周波アプリケーションに使用されます。
エミッタ接地(CE)構成
名前自体は、 Emitter端子は、トランジスタの入力と出力の両方の共通端子と見なされます。NPNトランジスタとPNPトランジスタの両方のエミッタ接地接続は次の図に示すとおりです。
CB構成の場合と同様に、エミッタ接合は順方向にバイアスされ、コレクタ接合は逆方向にバイアスされます。電子の流れも同じように制御されます。入力電流はベース電流ですIB 出力電流はコレクタ電流です IC ここに。
ベース電流増幅率(β)
コレクタ電流の変化の比(ΔI Cベース電流の変化(ΔI)はBが)として知られていますBase Current Amplification Factor。それはβで表されます。
$$\beta = \frac{\Delta I_C}{\Delta I_B}$$
βとαの関係
ベース電流増幅率とエミッタ電流増幅率の関係を導き出してみましょう。
$$\beta = \frac{\Delta I_C}{\Delta I_B}$$
$$\alpha = \frac{\Delta I_C}{\Delta I_E}$$
$$I_E = I_B + I_C$$
$$\Delta I_E = \Delta I_B + \Delta I_C$$
$$\Delta I_B = \Delta I_E - \Delta I_C$$
私たちは書くことができます
$$\beta = \frac{\Delta I_C}{\Delta I_E - \Delta I_C}$$
ΔIで割るE
$$\beta = \frac{\Delta I_C/\Delta I_E}{\frac{\Delta I_E}{\Delta I_E} - \frac{\Delta I_C}{\Delta I_E}}$$
我々は持っています
$$\alpha = \Delta I_C / \Delta I_E$$
したがって、
$$\beta = \frac{\alpha}{1 - \alpha}$$
上記の式から、αが1に近づくと、βは無限大に達することが明らかです。
したがって、 the current gain in Common Emitter connection is very high。これが、この回路接続が主にすべてのトランジスタアプリケーションで使用される理由です。
コレクタ電流の式
エミッタ接地構成では、I Bは入力電流、ICは出力電流です。
私たちは知っています
$$I_E = I_B + I_C$$
そして
$$I_C = \alpha I_E + I_{CBO}$$
$$= \alpha(I_B + I_C) + I_{CBO}$$
$$I_C(1 - \alpha) = \alpha I_B + I_{CBO}$$
$$I_C = \frac{\alpha}{1 - \alpha}I_B + \frac{1}{1 - \alpha}I_{CBO}$$
ベース回路が開いている場合、つまりI B = 0の場合、
ベースを開いた状態でのコレクタエミッタ電流はICEOです
$$I_{CEO} = \frac{1}{1 - \alpha}I_{CBO}$$
この値を前の式に代入すると、次のようになります。
$$I_C = \frac{\alpha}{1 - \alpha}I_B + I_{CEO}$$
$$I_C = \beta I_B + I_{CEO}$$
したがって、コレクタ電流の式が得られます。
膝電圧
CE構成では、ベース電流Iを維持したB V場合定数を、CEを変化させて、I Cは、 Vの1Vにほぼ増加CEその後ステー定数。Vのこの値CEのコレクタ電流IれるまでCがVで変化CEが呼び出されKnee Voltage。トランジスタはCE構成で動作している間、このニー電圧を超えて動作します。
CE構成の特徴
この構成は、良好な電流ゲインと電圧ゲインを提供します。
V維持CEのVのわずかな増加で、定数はBEベース電流I BのCB構成よりも急速に増加します。
Vのいずれかの値に対してCEニー電圧以上、I CはβIにほぼ等しいB。
入力抵抗 Riベースエミッタ間電圧の変化率(ΔVであるBEベース電流(ΔIの変化に対する)B電圧Vエミッタ定コレクタで)CEは。
$R_i = \frac{\Delta V_{BE}}{\Delta I_B}$一定のVCEで
入力抵抗は非常に低い値であるように、Vの小さな値BEは、ベース電流Iの大電流が流れ生成するのに十分であるBを。
出力抵抗 Roコレクタエミッタ電圧(ΔVの変化の比であるCEコレクタ電流(ΔIの変化に対する)C定数Iで)Bは。
$R_o = \frac{\Delta V_{CE}}{\Delta I_C}$一定のIBで
CE回路の出力抵抗はCB回路の出力抵抗よりも小さいため。
この構成は通常、バイアス安定化方式および可聴周波数アプリケーションに使用されます。
共通コレクター(CC)構成
名前自体は、 Collector端子は、トランジスタの入力と出力の両方の共通端子と見なされます。NPNトランジスタとPNPトランジスタの両方の共通コレクタ接続は次の図に示すとおりです。
CBおよびCE構成の場合と同様に、エミッタ接合は順方向にバイアスされ、コレクタ接合は逆方向にバイアスされます。電子の流れも同じように制御されます。入力電流はベース電流ですIB 出力電流はエミッタ電流です IE ここに。
電流増幅率(γ)
エミッタ電流の変化の比(ΔI Eベース電流の変化(ΔI)はBが)として知られていますCurrent Amplification factor共通コレクター(CC)構成。γで表されます。
$$\gamma = \frac{\Delta I_E}{\Delta I_B}$$
- CC構成の電流ゲインはCE構成の場合と同じです。
- CC構成での電圧ゲインは常に1未満です。
γとαの関係
γとαの関係を描いてみましょう
$$\gamma = \frac{\Delta I_E}{\Delta I_B}$$
$$\alpha = \frac{\Delta I_C}{\Delta I_E}$$
$$I_E = I_B + I_C$$
$$\Delta I_E = \Delta I_B + \Delta I_C$$
$$\Delta I_B = \Delta I_E - \Delta I_C$$
I Bの値を代入すると、次のようになります。
$$\gamma = \frac{\Delta I_E}{\Delta I_E - \Delta I_C}$$
ΔIで割るE
$$\gamma = \frac{\Delta I_E / \Delta I_E}{\frac{\Delta I_E}{\Delta I_E} - \frac{\Delta I_C}{\Delta I_E}}$$
$$= \frac{1}{1 - \alpha}$$
$$\gamma = \frac{1}{1 - \alpha}$$
コレクタ電流の式
私たちは知っています
$$I_C = \alpha I_E + I_{CBO}$$
$$I_E = I_B + I_C = I_B + (\alpha I_E + I_{CBO})$$
$$I_E(1 - \alpha) = I_B + I_{CBO}$$
$$I_E = \frac{I_B}{1 - \alpha} + \frac{I_{CBO}}{1 - \alpha}$$
$$I_C \cong I_E = (\beta + 1)I_B + (\beta + 1)I_{CBO}$$
上記はコレクタ電流の式です。
CC構成の特徴
この構成では、電流ゲインは提供されますが、電圧ゲインは提供されません。
CC構成では、入力抵抗は高く、出力抵抗は低くなります。
この回路によって提供される電圧ゲインは1未満です。
コレクタ電流とベース電流の合計はエミッタ電流に等しくなります。
入力信号と出力信号は同相です。
この構成は、非反転アンプ出力として機能します。
この回路は主にインピーダンス整合に使用されます。つまり、高インピーダンスソースから低インピーダンス負荷を駆動することを意味します。
DC電源はトランジスタの動作用に提供されています。このDC電源は、トランジスタの2つのPN接合に与えられ、これらのエミッタ接合とコレクタ接合の多数キャリアの動作に影響を与えます。
ジャンクションは、要件に基づいて順方向にバイアスされ、逆方向にバイアスされます。 Forward biased は、p型に正の電圧が印加され、n型の材料に負の電圧が印加される状態です。 Reverse biased は、n型に正の電圧が印加され、p型の材料に負の電圧が印加される状態です。
トランジスタバイアス
適切な外部DC電圧の供給は次のように呼ばれます biasing。順方向または逆方向のバイアスは、トランジスタのエミッタとコレクタの接合部に対して行われます。
これらのバイアス方法により、トランジスタ回路は次のような4種類の領域で動作します。 Active region, Saturation region, Cutoff region そして Inverse active region(めったに使用されません)。これは、次の表を見ると理解できます。
エミッタジャンクション | コレクタージャンクション | 運用地域 |
---|---|---|
順方向バイアス | 順方向バイアス | 飽和領域 |
順方向バイアス | 逆バイアス | アクティブ領域 |
逆バイアス | 順方向バイアス | 逆アクティブ領域 |
逆バイアス | 逆バイアス | カットオフ領域 |
これらの領域の中で、アクティブ領域の逆である逆アクティブ領域は、どのアプリケーションにも適していないため、使用されません。
アクティブリージョン
これは、トランジスタが多くの用途を持つ領域です。これは、linear region。この領域にあるトランジスタは、Amplifier。
次の回路図は、アクティブ領域で動作するトランジスタを示しています。
この領域は、飽和とカットオフの間にあります。エミッタ接合が順方向にバイアスされ、コレクタ接合が逆方向にバイアスされている場合、トランジスタはアクティブ領域で動作します。
アクティブ状態では、コレクタ電流はベース電流のβ倍です。
$$I_C = \beta I_B$$
ここで、I C =コレクタ電流、β=電流増幅率、I B =ベース電流です。
飽和領域
これは、トランジスタが閉じたスイッチとして動作する傾向がある領域です。トランジスタには、コレクタとエミッタが短絡する効果があります。コレクタ電流とエミッタ電流は、この動作モードで最大になります。
次の図は、飽和領域で動作するトランジスタを示しています。
エミッタとコレクタの両方の接合部が順方向にバイアスされている場合、トランジスタは飽和領域で動作します。
飽和モードでは、
$$\beta < \frac{I_C}{I_B}$$
飽和領域と同様に、トランジスタは閉じたスイッチとして動作する傾向があります。
$$I_C = I_E$$
ここで、I C =コレクタ電流、I E =エミッタ電流。
カットオフリージョン
これは、トランジスタがオープンスイッチとして動作する傾向がある領域です。トランジスタには、コレクタとベースが開く効果があります。この動作モードでは、コレクタ、エミッタ、およびベース電流はすべてゼロです。
下の図は、カットオフ領域で動作するトランジスタを示しています。
エミッタとコレクタの両方の接合部が逆バイアスされている場合、トランジスタはカットオフ領域で動作します。
カットオフ領域と同様に、コレクタ電流、エミッタ電流、ベース電流はゼロであり、次のように書くことができます。
$$I_C = I_E = I_B = 0$$
ここで、I C =コレクタ電流、I E =エミッタ電流、I B =ベース電流です。
これまで、トランジスタのさまざまな動作領域について説明してきました。しかし、これらすべての領域の中で、トランジスタはアクティブ領域でうまく動作することがわかったため、次のようにも呼ばれます。linear region。トランジスタの出力は、コレクタ電流とコレクタ電圧です。
出力特性
トランジスタの出力特性を考慮すると、さまざまな入力値の曲線は次のようになります。
上の図では、出力特性はコレクタ電流の間に描かれています IC およびコレクター電圧 VCE ベース電流のさまざまな値に対して IB。ここでは、さまざまな出力曲線を取得するために、さまざまな入力値についてこれらを考慮します。
ロードライン
可能な最大コレクタ電流の値を考慮すると、そのポイントはY軸上に存在します。これは、 Saturation point。同様に、可能な最大コレクタエミッタ電圧の値を考慮すると、そのポイントはX軸上に存在します。Cutoff point。
これらの2点を結ぶ線を引くと、そのような線は次のように呼ばれます。 Load line。これは、負荷時の出力を表すために呼び出されます。この線は、出力特性曲線上に描かれると、と呼ばれる点で接触します。Operating point または quiescent point または単に Q-point。
ロードラインの概念は、次のグラフから理解できます。
負荷線は、飽和点とカットオフ点を結合することによって描画されます。これら2つの間にある領域はlinear region。トランジスタは、この線形領域で優れた増幅器として機能します。
この負荷線がトランジスタにDCバイアスが与えられている場合にのみ描画される場合、 no input 信号が適用されると、そのような負荷線は次のように呼ばれます。 DC load line。一方、負荷線は、input signal DC電圧が印加されると、そのような線はと呼ばれます AC load line。
DC負荷線
トランジスタにバイアスが与えられ、その入力に信号が印加されていない場合、そのような条件下で引かれる負荷線は、次のように理解できます。 DC状態。ここでは増幅はありませんsignal is absent。回路は以下のようになります。
任意の時点でのコレクタエミッタ電圧の値は次のようになります。
$$V_{CE} = V_{CC} - I_C R_C$$
VとしてCC及びR Cは固定値であり、上記のものは、第一次方程式であり、したがって、出力特性上の直線であろう。この行は次のように呼ばれますD.C. Load line。次の図は、DC負荷線を示しています。
負荷線を取得するには、直線の2つの端点を決定します。これらの2つの点をAとBとします。
Aを取得するには
電圧Vエミッタ場合コレクタCE = 0、コレクタ電流は最大値であり、Vに等しいCC / R C。これにより、VCEの最大値が得られます。これは次のように表示されます
$$V_{CE} = V_{CC} - I_C R_C$$
$$0 = V_{CC} - I_C R_C$$
$$I_C = V_{CC}/R_C$$
これにより、上の図に示すように、コレクタ電流軸上の点A(OA = V CC / R C)が得られます。
Bを取得するには
コレクタ電流IC = 0の場合、コレクタエミッタ電圧は最大になり、VCCに等しくなります。これが私の最大値与えCを。これは次のように表示されます
$$V_{CE} = V_{CC} - I_C R_C$$
$$= V_{CC}$$
(AS I C = 0)
これにより、上図に示すコレクタエミッタ電圧軸上の(OB = V CC)を意味する点Bが得られます。
したがって、飽和点とカットオフ点の両方が決定され、負荷線が直線であることがわかりました。したがって、DC負荷線を引くことができます。
AC負荷線
前述のDC負荷線は、AC電圧が印加されていない場合のコレクター電流と電圧の変動を分析します。一方、AC負荷線は、ピークツーピーク電圧、または特定のアンプの可能な最大出力振幅を示します。
理解のために、CEアンプのAC等価回路を考えます。
上図から、
$$V_{CE} = (R_C // R_1) \times I_C$$
$$r_C = R_C // R_1$$
トランジスタが増幅器として動作するには、トランジスタがアクティブ領域に留まっている必要があります。静止点は、最大入力信号の偏位が負と正の両方の半サイクルで対称になるように選択されます。
したがって、
$V_{max} = V_{CEQ}$ そして $V_{min} = -V_{CEQ}$
ここで、V CEQは、静止点でのエミッタ-コレクタ電圧です。
次のグラフは、飽和点とカットオフ点の間に引かれたAC負荷線を表しています。
上のグラフから、飽和点での電流ICは次のようになります。
$$I_{C(sat)} = I_{CQ} + (V_{CEQ}/r_C)$$
電圧V CEのカットオフ点では、
$$V_{CE(off)} = V_{CEQ} + I_{CQ}r_C$$
したがって、対応するV CEQ = V CEQ /(R C // R 1)の最大電流は次のようになります。
$$I_{CQ} = I_{CQ} * (R_C // R_1)$$
したがって、静止電流を追加することにより、AC負荷線の終点は次のようになります。
$$I_{C(sat)} = I_{CQ} + V_{CEQ}/ (R_C // R_1)$$
$$V_{CE(off)} = V_{CEQ} + I_{CQ} * (R_C // R_1)$$
ACおよびDC負荷線
AC負荷線とDC負荷線をグラフで表すと、同一ではないことがわかります。これらの線は両方ともで交差しますQ-point または quiescent point。AC負荷線の終点は、飽和点とカットオフポイントです。これは下の図からわかります。
上図から、ベース電流IBの値が10mAのときに静止点(濃い点)が得られていることがわかります。これは、AC負荷線とDC負荷線の両方が交差する点です。
次の章では、の概念について説明します。 quiescent point または operating point 詳細に。
飽和点とカットオフ点を結ぶ線を引くと、そのような線は次のように呼ばれます。 Load line。この線は、出力特性曲線上に描かれると、と呼ばれる点で接触します。Operating point。
この動作点は、 quiescent point または単に Q-point。このような交差点は多数存在する可能性がありますが、Q点は、AC信号の振幅に関係なく、トランジスタがアクティブ領域に留まるように選択されます。
次のグラフは、動作点を表す方法を示しています。
忠実な増幅を達成するために安定した状態を維持する必要があるため、動作点が乱されないようにする必要があります。したがって、静止点またはQ点は、Faithful Amplification が達成された。
忠実な増幅
信号強度を上げるプロセスは、 Amplification。この増幅は、信号の成分を失うことなく行われた場合、次のように呼ばれます。Faithful amplification。
Faithful amplificationは、信号強度を上げることによって入力信号の完全な部分を取得するプロセスです。これは、AC信号が入力に印加されたときに行われます。
上のグラフでは、印加された入力信号が完全に増幅され、損失なく再生されています。これは次のように理解できますFaithful Amplification。
動作点は、次のように選択されます。 active region そしてそれは損失なしで完全な信号の再生に役立ちます。
動作点が飽和点に近いと見なされる場合、増幅は以下のようになります。
動作点がカットオフ点に近いと考えられる場合、増幅は以下のようになります。
したがって、動作点の配置は、忠実な増幅を実現するための重要な要素です。しかし、トランジスタが増幅器として適切に機能するためには、その入力回路(つまり、ベース-エミッタ接合)は順方向にバイアスされたままであり、その出力回路(つまり、コレクタ-ベース接合)は逆方向にバイアスされたままです。
したがって、増幅された信号には入力信号と同じ情報が含まれますが、信号の強度は増加します。
忠実な増幅のための重要な要素
忠実な増幅を確実にするには、以下の基本条件が満たされている必要があります。
- 適切なゼロ信号コレクタ電流
- 任意の瞬間の最小適切なベース-エミッタ間電圧(V BE)。
- 任意の瞬間における最小の適切なコレクタ-エミッタ間電圧(V CE)。
これらの条件を満たすことにより、トランジスタは、入力が順方向にバイアスされ、出力が逆方向にバイアスされたアクティブ領域で動作することが保証されます。
適切なゼロ信号コレクター電流
これを理解するために、下図のようなNPNトランジスタ回路を考えてみましょう。ベース-エミッタ接合は順方向にバイアスされ、コレクタ-エミッタ接合は逆方向にバイアスされます。信号が入力に印加されると、NPNトランジスタのベース-エミッタ接合は入力の正の半サイクルで順方向にバイアスされるため、出力に現れます。
負の半サイクルの場合、同じ接合部に逆バイアスがかかるため、回路は導通しません。これはにつながりますunfaithful amplification 下の図に示すように。
私たちは今、電池V紹介しましょうBBをベース回路に。この電圧の大きさは、入力信号の負の半サイクルであっても、トランジスタのベース-エミッタ接合が順方向にバイアスされたままになるようなものでなければなりません。入力信号が印加されていない場合、V BBにより、回路にDC電流が流れます。これはとして知られていますzero signal collector currentI C。
入力の正の半サイクル中、ベース-エミッタ接合はより順方向にバイアスされるため、コレクタ電流が増加します。入力の負の半サイクルの間、入力接合部の順方向バイアスが少なくなるため、コレクタ電流が減少します。したがって、入力の両方のサイクルが出力に表示され、したがってfaithful amplification 次の図に示すように、結果。
したがって、忠実な増幅のためには、適切なゼロ信号コレクタ電流が流れる必要があります。ゼロ信号コレクタ電流の値は、信号のみによる最大コレクタ電流と少なくとも等しくなければなりません。
いつでも適切な最小VBE
ベースからエミッタへの最小電圧VBEは、接合部が順方向にバイアスされるためのカットイン電圧よりも大きくする必要があります。シリコントランジスタが導通するのに必要な最小電圧は0.7vで、ゲルマニウムトランジスタが導通するのに必要な最小電圧は0.5vです。ベース-エミッタ間電圧VBEがこの電圧よりも大きい場合、ポテンシャル障壁が克服されるため、ベース電流とコレクタ電流が急激に増加します。
したがって、入力信号のいずれかの部分でV BEがローに低下すると、コレクタ電流が小さくなるため、その部分の増幅は少なくなり、増幅が不忠実になります。
適切な最小V CE任意の瞬間に
忠実な増幅を実現するために、コレクタエミッタ電圧V CEは、カットイン電圧を下回ってはなりません。Knee Voltage。V CEがニー電圧よりも低い場合、コレクタベース接合は適切に逆バイアスされません。次に、コレクターはエミッターによって放出された電子を引き付けることができず、それらはベースに向かって流れ、ベース電流を増加させます。したがって、βの値は低下します。
したがって、入力信号のいずれかの部分でV CEがローに低下すると、その部分の乗算は少なくなり、増幅が不忠実になります。VそうであればCEはVのより大きいKNEEコレクタ-ベース接合が適切に逆バイアスされるとβの値は、忠実な増幅を生じる、一定のままです。
トランジスタが増幅器として機能するには、適切にバイアスをかける必要があります。次の章では、適切なバイアスの必要性について説明します。ここでは、トランジスタが増幅器としてどのように機能するかに焦点を当てましょう。
トランジスタアンプ
トランジスタは、弱い信号の強度を上げることによって増幅器として機能します。エミッタベース接合に印加されるDCバイアス電圧により、エミッタベース接合は順方向バイアス状態のままになります。この順方向バイアスは、信号の極性に関係なく維持されます。下の図は、アンプとして接続したときのトランジスタの外観を示しています。
入力回路の抵抗が低いため、入力信号にわずかな変化があれば、出力にかなりの変化が生じます。入力信号によって引き起こされるエミッタ電流はコレクタ電流に寄与し、負荷抵抗R Lを流れると、その両端に大きな電圧降下が発生します。したがって、入力電圧が小さいと出力電圧が大きくなり、トランジスタが増幅器として機能することを示します。
例
印加される入力電圧に0.1vの変化があるとすると、エミッタ電流にさらに1mAの変化が生じます。このエミッタ電流は明らかにコレクタ電流の変化を引き起こし、これも1mAになります。
コレクターに配置された5kΩの負荷抵抗は、
5kΩ×1mA = 5V
したがって、入力の0.1vの変化が出力の5vの変化を与えることが観察されます。これは、信号の電圧レベルが増幅されることを意味します。
アンプの性能
エミッタ接地接続モードがほとんど採用されているので、最初にこの接続モードに関していくつかの重要な用語を理解しましょう。
入力抵抗
入力回路が順方向にバイアスされているため、入力抵抗は低くなります。入力抵抗は、信号の流れに対してベース-エミッタ接合によって提供される反対です。
定義により、ベース-エミッタ電圧(ΔVの小さな変化の比であるBEベース電流(ΔIで得られた変化に対して)B定数コレクタ-エミッタ間電圧で)。
入力抵抗、 $R_i = \frac{\Delta V_{BE}}{\Delta I_B}$
ここで、R i =入力抵抗、V BE =ベース-エミッタ間電圧、I B =ベース電流。
出力抵抗
トランジスタアンプの出力抵抗は非常に高いです。コレクタ電流は、コレクタ-エミッタ間電圧の変化に伴ってごくわずかに変化します。
定義により、コレクタ-エミッタ間電圧(ΔVの変化の比であるCEコレクタ電流(ΔIで得られた変化)C一定のベース電流で)。
出力抵抗= $R_o = \frac{\Delta V_{CE}}{\Delta I_C}$
ここで、R o =出力抵抗、V CE =コレクタ-エミッタ間電圧、I C =コレクタ-エミッタ間電圧。
有効なコレクター負荷
負荷はトランジスタのコレクタに接続され、単段増幅器の場合、出力電圧はトランジスタのコレクタから取得され、多段増幅器の場合、同じものがトランジスタ回路のカスケード段から収集されます。
定義上、これはACコレクタ電流から見た総負荷です。単段増幅器の場合、実効コレクタ負荷はRCとRoの並列の組み合わせです。
実効コレクター負荷、 $R_{AC} = R_C // R_o$
$$= \frac{R_C \times R_o}{R_C + R_o} = R_{AC}$$
したがって、単段増幅器のため、効果的な負荷は、コレクタ負荷Rに等しく、C。
多段増幅器(すなわち、複数の増幅段を有する)では、次の段の入力抵抗Riもまた現れる。
有効コレクタ負荷はRの並列の組合せとなるC、R O及びR I、すなわち、
実効コレクター負荷、 $R_{AC} = R_C // R_o // R_i$
$$R_C // R_i = \frac{R_C R_i}{R_C + R_i}$$
入力抵抗Riが非常に小さいため、実効負荷が減少します。
現在のゲイン
入力電流と出力電流の変化が観察されたときの電流に関するゲインは、次のように呼ばれます。 Current gain。定義により、コレクタ電流(ΔIの変化の比であるCベース電流(ΔIの変化に対する)B)。
現在のゲイン、 $\beta = \frac{\Delta I_C}{\Delta I_B}$
βの値の範囲は20〜500です。電流ゲインは、入力電流がコレクタ電流のβ倍になることを示します。
電圧利得
入力電流と出力電流の変化が観察されたときの電圧に関するゲインは、次のように呼ばれます。 Voltage gain。定義により、それは出力電圧の変化(ΔVの比であるCE入力電圧の変化)が(ΔV BE)。
電圧利得、 $A_V = \frac{\Delta V_{CE}}{\Delta V_{BE}}$
$$= \frac{Change \: in\: output \: current \times effective\: load}{Change \: in\: input \: current \times input \: resistance}$$
$$= \frac{\Delta I_C \times R_{AC}}{\Delta I_B \times R_i} = \frac{\Delta I_C}{\Delta I_B} \times \frac{R_{AC}}{R_i} = \beta \times \frac{R_{AC}}{R_i}$$
単一ステージの場合、R AC = RCです。
ただし、マルチステージの場合、
$$R_{AC} = \frac{R_C \times R_i}{R_C + R_i}$$
ここで、Riは次のステージの入力抵抗です。
パワーゲイン
入力電流と出力電流の変化が観察されたときの電力に関するゲインは、次のように呼ばれます。 Power gain。
定義上、これは入力信号電力に対する出力信号電力の比率です。
パワーゲイン、 $A_P = \frac{(\Delta I_C)^2 \times R_{AC}}{(\Delta I_B)^2 \times R_i}$
$$= \left ( \frac{\Delta I_C}{\Delta I_B} \right ) \times \frac{\Delta I_C \times R_{AC}}{\Delta I_B \times R_i}$$
=電流ゲイン×電圧ゲイン
したがって、これらはすべて、アンプの性能を表す重要な用語です。
バイアスは、回路の機能に役立つDC電圧を提供するプロセスです。トランジスタは、エミッタベース接合を順方向にバイアスし、コレクタベース接合を逆方向にバイアスして、アクティブ領域に維持し、増幅器として機能させるために基づいています。
前の章では、入力セクションと出力セクションの両方にバイアスがかかっている場合に、トランジスタがどのように優れた増幅器として機能するかを説明しました。
トランジスタバイアス
ゼロ信号コレクタ電流の適切な流れと信号通過中の適切なコレクタ-エミッタ間電圧の維持は、 Transistor Biasing。トランジスタバイアスを提供する回路は、Biasing Circuit。
DCバイアスの必要性
BJTの入力に非常に小さな電圧の信号が与えられた場合、それを増幅することはできません。なぜなら、BJTの場合、信号を増幅するには、2つの条件を満たす必要があるからです。
入力電圧は cut-in voltage トランジスタが ON。
BJTは active region、として動作する amplifier。
適切なDC電圧と電流が外部ソースによってBJTを介して与えられ、BJTがアクティブ領域で動作し、増幅されるAC信号を重ね合わせると、この問題を回避できます。与えられたDC電圧と電流は、トランジスタが入力ACサイクル全体にわたってアクティブ領域に留まるように選択されます。したがって、DCバイアスが必要です。
次の図は、入力回路と出力回路の両方にDCバイアスを備えたトランジスタアンプを示しています。
トランジスタを忠実な増幅器として動作させるには、動作点を安定させる必要があります。動作点の安定化に影響を与える要因を見てみましょう。
動作点に影響を与える要因
動作点に影響を与える主な要因は温度です。温度変化により動作点がずれます。
温度が上昇すると、I CE、β、VBEの値が影響を受けます。
- I CBOは、(すべての10のために倍増しますOの上昇)
- V BEは2.5mvずつ減少します(1 o上昇するごとに)
したがって、動作点に影響を与える主な問題は温度です。したがって、安定性を実現するために、動作点は温度に依存しないようにする必要があります。これを実現するために、バイアス回路が導入されています。
安定
動作点を温度変化やトランジスタパラメータの変動から独立させるプロセスは、 Stabilization。
安定化が達成されると、Iの値CとV CEは、温度変化やトランジスタの交換とは無関係になります。優れたバイアス回路は、動作点の安定化に役立ちます。
安定化の必要性
以下の理由により、動作点の安定化を実現する必要があります。
- Iの温度依存性C
- 個人差
- 熱暴走
これらの概念を詳しく理解しましょう。
Iの温度依存性C
コレクタ電流Iのための式としてCであります
$$I_C = \beta I_B + I_{CEO}$$
$$= \beta I_B + (\beta + 1) I_{CBO}$$
コレクタリーク電流ICBOは、温度変化の影響を大きく受けます。これから抜け出すために、バイアス条件は、ゼロ信号コレクタ電流I C = 1mAとなるように設定されます。そのため、動作点は、私に保つことが必要である。すなわち、安定化する必要がCの定数を。
個人差
βの値とVBEの値はすべてのトランジスタで同じではないため、トランジスタを交換するたびに動作点が変化する傾向があります。したがって、動作点を安定させる必要があります。
熱暴走
コレクタ電流Iのための式としてCであります
$$I_C = \beta I_B + I_{CEO}$$
$$= \beta I_B + (\beta + 1)I_{CBO}$$
コレクタ電流の流れとコレクタリーク電流により、熱放散が発生します。動作点が安定しないと、累積効果が発生し、この熱放散が増加します。
このような不安定なトランジスタの自己破壊は、 Thermal run away。
避けるために thermal runawayそして、トランジスタの破壊が、私保つために、すなわち、動作点を安定化することが必要であるCの定数を。
安定係数
Iが理解されるCがIの変動にかかわらず一定に保たれるべきであるCBO又はI CO。バイアス回路がこれを維持するのに成功する程度は、によって測定されます。Stability factor。それはによって示されますS。
定義により、コレクタ電流Iの変化率Cコレクタリーク電流Iに対するCO定数βに及びI Bが呼び出されStability factor。
$S = \frac{d I_C}{d I_{CO}}$一定のIBおよびβで
したがって、コレクタリーク電流が変化すると、コレクタ電流が大幅に変化することがわかります。コレクタ電流が影響を受けないように、安定係数はできるだけ低くする必要があります。S = 1が理想的な値です。
CE構成の安定係数の一般式は、以下のように取得できます。
$$I_C = \beta I_B + (\beta + 1)I_{CO}$$
Iに関して表現上微分C、我々が得ます
$$1 = \beta \frac{d I_B}{d I_C} + (\beta + 1)\frac{d I_{CO}}{dI_C}$$
または
$$1 = \beta \frac{d I_B}{d I_C} + \frac{(\beta + 1)}{S}$$
以来 $\frac{d I_{CO}}{d I_C} = \frac{1}{S}$
または
$$S = \frac{\beta + 1}{1 - \beta \left (\frac{d I_B}{d I_C} \right )}$$
従ってSはβに依存する安定係数、I B及びI C。
トランジスタ回路のバイアスは、2つのDCソースVBBとVCCを使用して行われます。DC電源を2つではなく1つの電源に最小化することは経済的であり、これにより回路も単純になります。
トランジスタバイアスの一般的に使用される方法は次のとおりです。
- ベース抵抗法
- コレクタからベースへのバイアス
- コレクタフィードバック抵抗によるバイアス
- 分圧器バイアス
これらの方法の全ては、Iの必要な値取得の同じ基本原理有するB及びI C VとからCCゼロ信号状態です。
ベース抵抗法
この方法では、抵抗R B名前が示すように、高抵抗のは、ベースに接続されています。必要ゼロ信号ベース電流はVによって提供されているCC Rを流れるB。ベースはエミッタに対して正であるため、ベースエミッタ接合は順方向にバイアスされます。
ゼロ信号ベース電流及び(Iとしてしたがって、コレクタ電流の要求値C =βI Bは)ベース抵抗RBの適切な値を選択することにより流すことができます。従ってRの値Bが知られるようになります。下の図は、バイアス回路のベース抵抗方式がどのように見えるかを示しています。
レッツI Cは、必要なゼロ信号のコレクタ電流も。したがって、
$$I_B = \frac{I_C}{\beta}$$
キルヒホッフの電圧法則を適用しながら、V CC、ベース、エミッター、およびグランドからの閉回路を考慮すると、次のようになります。
$$V_{CC} = I_B R_B + V_{BE}$$
または
$$I_B R_B = V_{CC} - V_{BE}$$
したがって、
$$R_B = \frac{V_{CC} - V_{BE}}{I_B}$$
Vの以来BEは、一般的にVに比べて非常に小さいCC、前者は少しの誤差で無視することができます。次に、
$$R_B = \frac{V_{CC}}{I_B}$$
我々は、Vの知っているCCが固定既知量であり、I Bは、いくつかの適切な値に選択されます。R Bは直接見つけることができるため、このメソッドは次のように呼ばれます。fixed bias method。
安定係数
$$S = \frac{\beta + 1}{1 - \beta \left ( \frac{d I_B}{d I_C} \right )}$$
バイアスの固定バイアス方式では、I BはIから独立しているCように、
$$\frac{d I_B}{d I_C} = 0$$
上記の値を前の式に代入すると、
安定係数、 $S = \beta + 1$
したがって、固定バイアスの安定係数は、(β+ 1)Iという意味であり、CはIの変化限り(β+ 1)回変化CO。
利点
- 回路はシンプルです。
- 必要な抵抗REは1つだけです。
- バイアス条件は簡単に設定できます。
- ベース-エミッタ接合に抵抗がないため、負荷の影響はありません。
短所
発熱を止めることができないため、安定性が悪い。
安定係数は非常に高いです。そのため、熱暴走の可能性が高くなります。
したがって、この方法はめったに使用されません。
ベースバイアスへのコレクター
ベースバイアス回路にコレクタがベース抵抗Rことを除いて、ベースバイアス回路と同じであるBはむしろVのに比べて、集電体に戻されるCCの下図に示すように電源。
この回路は、安定性を大幅に向上させるのに役立ちます。I Cの値が増加すると、R Lの両端の電圧が増加するため、VCEも増加します。これは、順番にベース電流I減らしBを。このアクションは、元の増加をいくらか補正します。
Rの要求値Bは、 Iゼロ信号コレクタ電流を与えるために必要なCを以下のように計算することができます。
R両端の電圧降下Lはなります
$$R_L = (I_C + I_B)R_L \cong I_C R_L$$
図から、
$$I_C R_L + I_B R_B + V_{BE} = V_{CC}$$
または
$$I_B R_B = V_{CC} - V_{BE} - I_C R_L$$
したがって、
$$R_B = \frac{V_{CC} - V_{BE} - I_C R_L}{I_B}$$
または
$$R_B = \frac{(V_{CC} - V_{BE} - I_C R_L)\beta}{I_C}$$
KVLを適用する
$$(I_B + I_C)R_L + I_B R_B + V_{BE} = V_{CC}$$
または
$$I_B(R_L + R_B) + I_C R_L + V_{BE} = V_{CC}$$
したがって、
$$I_B = \frac{V_{CC} - V_{BE} - I_C R_L}{R_L + R_B}$$
V BEはコレクタ電流にほとんど依存しないため、次のようになります。
$$\frac{d I_B}{d I_C} = - \frac{R_L}{R_L + R_B}$$
私達はことを知っています
$$S = \frac{1 + \beta}{1 - \beta (d I_B / d I_C)}$$
したがって、
$$S = \frac{1 + \beta}{1 + \beta \left ( \frac{R_L}{R_L + R_B} \right )}$$
この値は、固定バイアス回路で得られる(1 +β)よりも小さくなります。したがって、安定性が向上します。
この回路は、アンプのゲインを下げる負帰還を提供します。したがって、AC電圧ゲインを犠牲にして、ベースバイアス回路に対するコレクタの安定性が向上します。
コレクタフィードバック抵抗によるバイアス
この方法では、ベース抵抗R Bの一端がベースに接続され、他端がコレクタに接続されています。この回路では、ゼロ信号ベース電流はVによって決定されるCBはなくVによってCC。
これは、Vことは明らかであるCB順方向バイアスベース・エミッタ接合、従ってベース電流I Bは、 Rを流れるB。これにより、ゼロ信号コレクタ電流が回路に流れます。下の図は、コレクタフィードバック抵抗回路によるバイアスを示しています。
Rの要求値Bは、電流Iがゼロ信号を与えるために必要なCは、以下のように決定することができます。
$$V_{CC} = I_C R_C + I_B R_B + V_{BE}$$
または
$$R_B = \frac{V_{CC} - V_{BE} - I_C R_C}{I_B}$$
$$= \frac{V_{CC} - V_{BE} - \beta I_B R_C}{I_B}$$
以来 $I_C = \beta I_B$
または、
$$V_{CE} = V_{BE} + V_{CB}$$
または
$$V_{CB} = V_{CE} - V_{BE}$$
以来
$$R_B = \frac{V_{CB}}{I_B} = \frac{V_{CE} - V_{BE}}{I_B}$$
どこ
$$I_B = \frac{I_C}{\beta}$$
数学的には、
安定係数、 $S < (\beta + 1)$
したがって、この方法は固定バイアスよりも優れた熱安定性を提供します。
回路のQポイント値は次のように表示されます。
$$I_C = \frac{V_{CC} - V_{BE}}{R_B/ \beta + R_C}$$
$$V_{CE} = V_{CC} - I_C R_C$$
利点
- 必要な抵抗は1つだけなので、回路は単純です。
- この回路は、変化を少なくするために、ある程度の安定化を提供します。
短所
- 回路は良好な安定化を提供しません。
- 回路は負帰還を提供します。
分圧器バイアス法
バイアスと安定化を提供するすべての方法の中で、 voltage divider bias method最も目立つものです。ここでは、2個の抵抗R 1とR 2 Vに接続され、採用されているCCおよび付勢提供します。抵抗R Eエミッタにおいて使用は、安定化を提供します。
名前分圧器は、Rによって形成される分圧器から来る1及びR 2。R 2の両端の電圧降下は、ベース-エミッタ接合にバイアスをかけます。これにより、ベース電流が発生し、ゼロ信号状態でコレクタ電流が流れます。下図に分圧バイアス方式の回路を示します。
抵抗Rを流れる電流と仮定1がIである1。ベース電流IとしてBが非常に小さく、従って、Rに流れる電流が妥当な精度と仮定することができる2はまた、Iである1。
ここで、コレクタ電流とコレクタ電圧の式を導き出してみましょう。
コレクタ電流、I C
回路から、次のことが明らかです。
$$I_1 = \frac{V_{CC}}{R_1 + R_2}$$
したがって、抵抗Rの両端の電圧は2であります
$$V_2 = \left ( \frac{V_{CC}}{R_1 + R_2}\right ) R_2$$
キルヒホッフの電圧法則をベース回路に適用し、
$$V_2 = V_{BE} + V_E$$
$$V_2 = V_{BE} + I_E R_E$$
$$I_E = \frac{V_2 - V_{BE}}{R_E}$$
I以来E ≈I C、
$$I_C = \frac{V_2 - V_{BE}}{R_E}$$
上記の式から、私が明らかであるCはβに依存しません。VのBEは、 Iという非常に小さいCは、 Vの影響を受けませんBEすべてで。したがって、この回路のI Cはトランジスタのパラメータにほとんど依存しないため、良好な安定化が達成されます。
コレクタ-エミッタ間電圧、V CE
キルヒホッフの電圧法則をコレクター側に適用し、
$$V_{CC} = I_C R_C + V_{CE} + I_E R_E$$
I以来E ≅I C
$$= I_C R_C + V_{CE} + I_C R_E$$
$$= I_C(R_C + R_E) + V_{CE}$$
したがって、
$$V_{CE} = V_{CC} - I_C(R_C + R_E)$$
R Eは、この回路で優れた安定性を提供します。
$$V_2 = V_{BE} + I_C R_E$$
次いで、コレクタ電流I、温度上昇があるとCがRの両端の電圧降下が原因となる、減少E増加します。Rの両端の電圧降下として2がVである2 Iから独立している、C、Vの値BEが減少します。Iの減少値Bは、 I復元する傾向Cを元の値に。
安定係数
の方程式 Stability factor この回路の
安定係数= $S = \frac{(\beta + 1) (R_0 + R_3)}{R_0 + R_E + \beta R_E}$
$$= (\beta + 1) \times \frac{1 + \frac{R_0}{R_E}}{\beta + 1 + \frac{R_0}{R_E}}$$
どこ
$$R_0 = \frac{R_1 R_2}{R_1 + R_2}$$
比R場合0 / R Eは非常に小さく、その後、R0 / REは1に比べて無視することができ、スタビリティファクタとなります
安定係数= $S = (\beta + 1) \times \frac{1}{\beta + 1} = 1$
これはSの可能な最小値であり、可能な最大の熱安定性につながります。
これまで、さまざまな安定化手法を見てきました。安定化は、負帰還作用により発生します。負帰還は、動作点の安定性を向上させますが、アンプのゲインを低下させます。
増幅器のゲインは非常に重要な考慮事項であるため、優れたバイアスと熱安定性を維持するためにいくつかの補償技術が使用されます。ここで、そのようなバイアス補償技術を見てみましょう。
不安定性に対するダイオード補償
これらは、バイアスの不安定性に対処するためにダイオードを使用して補償技術を実装する回路です。安定化技術はI許可抵抗バイアス回路の使用を参照してBをI維持するように変化させるためにCを比較的一定。
ダイオードの補償方法には2つのタイプがあります。彼らは-
- VBE変動による不安定性に対するダイオード補償
- 不安定性のためのダイオード補償によるIへのCOの変動
これら2つの補償方法を詳しく理解しましょう。
VBE変動による不安定性に対するダイオード補償
シリコントランジスタでは、VBEの値が変化するとICが変化します。ダイオードは、Vの変動を補償するために、エミッタ回路で使用することができるBEまたはI COを。使用されるダイオードとトランジスタは、同じ材料であるので、電圧V Dダイオードの両端は、Vと同じ温度係数を有するBEトランジスタ。
次の図は、安定化と補償を伴う自己バイアスを示しています。
ダイオードDは、順源Vによって付勢されているDDと抵抗R D。温度によるVBEの変化は、温度によるV Dの変化と同じであるため、量(V BE – V D)は一定のままです。したがって、電流I Cは、VBEの変動にもかかわらず一定のままです。
Iによる不安定性のためのダイオード報酬COバリエーション
次の図に示すIの変化の補償のために使用されるダイオードDとトランジスタ増幅器の回路図CO。
だから、逆方向飽和電流I Oダイオードのは、トランジスタのコレクタ飽和電流Iと同じ速度で温度とともに増加するCO。
$$I = \frac{V_{CC} - V_{BE}}{R} \cong \frac{V_{CC}}{R} = Constant$$
ダイオードDはVBEによって逆バイアスされ、ダイオードDを流れる電流は逆飽和電流IOです。
これで、ベース電流は、
$$I_B = I - I_O$$
コレクタ電流の式に上記の値を代入します。
$$I_C = \beta (I - I_O) + (1 + \beta)I_{CO}$$
β≫ 1の場合
$$I_C = \beta I - \beta I_O + \beta I_{CO}$$
IIあればほぼ一定であり、OダイオードおよびI COトランジスタのが動作温度範囲にわたって互いを追跡し、I Cは一定のままです。
その他の補償
電流の変動を補償するために、ダイオード、トランジスタ、サーミスタ、センサーなどの温度に敏感なデバイスの使用に言及する他の補償技術があります。
この方法には、サーミスタを使用する回路とセンサーを使用する回路の2つの一般的なタイプがあります。それらを見てみましょう。
サーミスタ補償
サーミスタは温度に敏感なデバイスです。負の温度係数があります。サーミスタの抵抗は、温度が下がると増加し、温度が上がると減少します。下の図は、サーミスタ補償付きのセルフバイアスアンプを示しています。
増幅器回路では、温度によるI CO、V BE、およびβの変化により、コレクタ電流が増加します。コレクタ電流の増加を最小限に抑えるためにサーミスタが採用されています。温度が上昇すると、抵抗R Tサーミスタは、抵抗Rを流れる電流を増加させる、減少E。ここで、R Eの両端に発生する電圧が増加し、エミッタ接合に逆バイアスがかかります。この逆バイアスは、抵抗の影響をRほど高い1及びR 2は、低減されますまた、順方向バイアスを提供します。この動作により、コレクタ電流の上昇が減少します。
したがって、サーミスタの温度感度は、温度によって発生するコレクタ電流の増加を補償します。
センサー補償
センサーは、正の温度係数を持つ高濃度にドープされた半導体です。センサーの抵抗は、温度の上昇とともに増加し、温度の低下とともに減少します。下の図は、センサー補償付きのセルフバイアスアンプを示しています。
上記の図では、SensistorはRと並列に配置することができる1又はRと平行にE。温度が上昇すると、並列組み合わせ、サーミスタ、およびR 1の抵抗が増加し、それらの電圧降下も増加します。これは、Rの両端の電圧降下減少2。この電圧の低下により、正味の順方向エミッタバイアスが減少します。この結果、ICが低下します。
したがって、センサーを使用することにより、温度によるI CO、V BE、およびβの増加によって引き起こされるコレクタ電流の上昇が制御されます。
熱抵抗
トランジスタは温度に依存するデバイスです。トランジスタを動作させると、コレクタ接合に大量の電子が流れるため、大量の熱が発生します。この熱が許容限界を超えてさらに増加すると、接合部、したがってトランジスタが損傷します。
損傷から自身を保護するために、トランジスタは接合部からトランジスタケースに、そしてそこから周囲の外気に熱を放散します。
周囲温度または周囲空気の温度= T A o C
そして、トランジスタのコレクタ-ベース接合部の温度= T J o C
TとしてJ > T A、差T J - T AはPトランジスタで消費される電力よりも大きいDが大きくなります。したがって、
$$T_J - T_A \propto P_D$$
$$T_J - T_A = HP_D$$
ここで、Hは比例定数であり、次のように呼ばれます。 Thermal resistance。
熱抵抗は、接合部から周囲の空気への熱の流れに対する抵抗です。Hで表されます。
$$H = \frac{T_J - T_A}{P_D}$$
Hの単位はoC /ワットです。
熱抵抗が低いと、トランジスタから空気への熱伝達が容易になります。トランジスタケースが大きいほど、放熱性が良くなります。これは、ヒートシンクを使用することで実現されます。
ヒートシンク
より大きな電力を処理するトランジスタは、動作中により多くの熱を放散します。この熱が適切に放散されない場合、トランジスタが損傷する可能性があります。したがって、パワートランジスタは一般に大きな金属ケースに取り付けられ、動作中に発生する熱を放射するためのより大きな領域を提供します。
トランジスタからの追加の熱を放散するのに役立つ金属シートは、 heat sink。ヒートシンクの能力は、その材質、体積、面積、形状、ケースとシンク間の接触、およびシンク周辺の空気の動きによって異なります。
ヒートシンクは、これらすべての要素を考慮して選択されます。この画像は、ヒートシンク付きのパワートランジスタを示しています。
上の画像の小さなトランジスタは、その熱を放散するために大きな金属シートに固定されているため、トランジスタが損傷することはありません。
熱暴走
ヒートシンクの使用は、の問題を回避します Thermal Runaway。これは、温度の上昇がさらに温度の上昇につながり、デバイス自体の破壊につながる状況につながる状況です。これは一種の制御不能な正のフィードバックです。
Heat sink考慮事項はそれだけではありません。動作点、周囲温度、使用するトランジスタの種類などの他の要因も、熱暴走を引き起こす可能性があります。
前の章で、動作点、その安定性、および補正手法について十分な知識を習得していただければ幸いです。ここで、基本的なアンプ回路の基本的な概念を理解してみましょう。
電子信号には、適切な強度がないと利用できない情報が含まれています。信号強度を上げるプロセスは、Amplification。ほとんどすべての電子機器には、信号を増幅するための何らかの手段が含まれている必要があります。アンプは、医療機器、科学機器、自動化、軍事ツール、通信機器、さらには家庭用機器にも使用されています。
実際のアプリケーションでの増幅は、多段増幅器を使用して行われます。多数の単段増幅器がカスケード接続されて、多段増幅器を形成します。多段増幅器の基本である単段増幅器がどのように構築されるかを見てみましょう。
単段トランジスタアンプ
関連する回路を備えた1つのトランジスタのみが弱い信号を増幅するために使用される場合、その回路は次のように知られています。 single-stage amplifier。
単段増幅器回路の動作を分析することで、多段増幅器回路の形成と動作を理解しやすくなります。単段トランジスタ増幅器には、1つのトランジスタ、バイアス回路、およびその他の補助コンポーネントがあります。次の回路図は、単段トランジスタアンプがどのように見えるかを示しています。
図のようにトランジスタのベースに弱い入力信号を与えると、少量のベース電流が流れます。トランジスタの動作により、トランジスタのコレクタに大きな電流が流れます。(コレクタ電流Iを意味するベース電流のβ倍であるようにC =βI Bを)。ここで、コレクタ電流が増加すると、抵抗R Cの両端の電圧降下も増加し、出力として収集されます。
したがって、ベースでの小さな入力は、コレクタ出力でのより大きな大きさと強度の信号として増幅されます。したがって、このトランジスタは増幅器として機能します。
トランジスタアンプの実用回路
実際のトランジスタアンプの回路は以下のようになり、分圧器バイアス回路を表しています。
代表的な回路素子とその機能は以下のとおりです。
バイアス回路
抵抗R 1 R、2及びR Eは、適切な動作点を確立するのに役立ちバイアスおよび安定化回路を形成します。
入力コンデンサCで
このコンデンサは、入力信号をトランジスタのベースに結合します。入力コンデンサC INはAC信号を可能にするが、Rから信号源分離2。このコンデンサが存在しない場合、入力信号は直接Rにバイアスを変化させる、適用されます2。
カップリング・コンデンサC C
このコンデンサは、一方のステージの終わりにあり、もう一方のステージに接続します。2つのステージを結合するため、次のように呼ばれます。coupling capacitor。このコンデンサは、一方のステージのDCがもう一方のステージに入るのをブロックしますが、ACは通過させます。したがって、それはまた呼ばれますblocking capacitor。
コンデンサC結合の存在に起因Cは、抵抗Rの両端の出力Lは、コレクターの直流電圧から自由です。これが存在しない場合、次のステージのバイアス条件が大幅に起因Rのシャント効果に変更されるCがRに並列に来るように、2次ステージの。
エミッタバイパスコンデンサC E
このコンデンサは、エミッタ抵抗Rに並列に採用されているE。増幅されたAC信号はこれを通過します。これが存在しない場合、その信号は、Rを通過するE Rの両端の電圧降下を生成するE意志フィードバックその出力電圧を低下させる入力信号を出力します。
負荷抵抗RL
抵抗R Lの出力に接続されているとして知られていますLoad resistor。段数が使用される場合、次いでR Lは、次のステージの入力抵抗を表します。
さまざまな回路電流
完全なアンプ回路でさまざまな回路電流を調べてみましょう。これらはすでに上の図で言及されています。
ベース電流
無信号がベース回路に印加されていない場合、DCベース電流I Bは、バイアス回路に起因して流れます。AC信号が印加されると、ACベース電流I Bはまた流れます。したがって、信号の印加により、合計ベース電流I Bは、で与えられます。
$$i_B = I_B + i_b$$
コレクター電流
無信号が印加されない場合、DCコレクタ電流I Cはバイアス回路に起因して流れます。AC信号が印加されると、ACコレクタ電流icも流れます。したがって、総コレクタ電流I Cは、によって与えられます。
$$i_C = I_C + i_c$$
どこ
$I_C = \beta I_B$ =ゼロ信号照合電流
$i_c = \beta i_b$ =信号による照合電流
エミッタ電流
信号が印加されていない場合、DCエミッタ電流IEが流れます。信号のアプリケーションで、I合計エミッタ電流Eは、によって与えられます。
$$i_E = I_E + i_e$$
覚えておく必要があります
$$I_E = I_B + I_C$$
$$i_e = i_b + i_c$$
通常、ベース電流は小さいため、注意が必要です。
$I_E \cong I_C$ そして $i_e \cong i_c$
これらは、トランジスタアンプの実際の回路にとって重要な考慮事項です。それでは、アンプの分類について教えてください。
増幅器回路は、信号を強化する回路です。アンプの動作とトランジスタアンプの実際の回路に関する重要な考慮事項についても、前の章で詳しく説明しました。
ここで、アンプの分類を理解してみましょう。アンプは多くの考慮事項に従って分類されます。
ステージ数に基づく
増幅の段数に応じて、単段増幅器と多段増幅器があります。
Single-stage Amplifiers −これには、1段増幅であるトランジスタ回路が1つだけあります。
Multi-stage Amplifiers −これは多段増幅を提供する複数のトランジスタ回路を持っています。
その出力に基づく
出力で増幅されるパラメータに応じて、電圧増幅器と電力増幅器があります。
Voltage Amplifiers −入力信号の電圧レベルを上げる増幅回路を電圧増幅器と呼びます。
Power Amplifiers −入力信号のパワーレベルを上げるアンプ回路をパワーアンプと呼びます。
入力信号に基づく
適用される入力信号の大きさに応じて、小信号増幅器と大信号増幅器に分類できます。
Small signal Amplifiers −入力信号が非常に弱く、静止値と比較してコレクタ電流の変動が小さい場合、この増幅器は小信号増幅器と呼ばれます。
Large signal amplifiers −コレクタ電流の変動が大きい場合、つまり特性の線形部分を超えている場合、この増幅器は大信号増幅器と呼ばれます。
周波数範囲に基づく
使用されている信号の周波数範囲に応じて、オーディオアンプとラジオアンプがあります。
Audio Amplifiers −可聴周波数範囲、すなわち20Hz〜20KHzの周波数範囲にある信号を増幅する増幅回路を可聴増幅器と呼びます。
Power Amplifiers −非常に高い周波数範囲にある信号を増幅する増幅回路は、パワーアンプと呼ばれます。
バイアス条件に基づく
それらの動作モードに応じて、クラスA、クラスB、およびクラスCのアンプがあります。
Class A amplifier −クラスAパワーアンプのバイアス条件は、印加されたAC信号全体にコレクタ電流が流れるようなものです。
Class B amplifier −クラスBパワーアンプのバイアス条件は、印加された入力AC信号の半サイクルでコレクタ電流が流れるようなものです。
Class C amplifier −クラスCパワーアンプのバイアス条件は、コレクタ電流が印加された入力AC信号の半サイクル未満の間流れるようなものです。
Class AB amplifier −クラスABパワーアンプは、クラスAとクラスBの両方を組み合わせて作成されたもので、両方のクラスのすべての利点を活用し、それらの問題を最小限に抑えます。
カップリング法に基づく
ある段を別の段に結合する方法に応じて、RC結合、トランス結合、および直接結合増幅器があります。
RC Coupled amplifier −抵抗とコンデンサ(RC)の組み合わせを使用して次の段に結合される多段増幅器回路は、RC結合増幅器と呼ぶことができます。
Transformer Coupled amplifier −トランスの助けを借りて次のステージに結合される多段増幅器回路は、トランス結合増幅器と呼ぶことができます。
Direct Coupled amplifier −次の段に直接結合される多段増幅器回路は、直接結合増幅器と呼ぶことができます。
トランジスタ構成に基づく
トランジスタ構成のタイプに応じて、CECBおよびCCアンプがあります。
CE amplifier − CE構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成される増幅器回路は、CE増幅器と呼ばれます。
CB amplifier − CB構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成される増幅器回路は、CB増幅器と呼ばれます。
CC amplifier − CC構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成される増幅器回路は、CC増幅器と呼ばれます。
どのトランジスタ増幅器も、トランジスタを使用して、3つの構成のいずれかで接続されている信号を増幅します。アンプの場合、多段回路での負荷の影響を回避し、出力インピーダンスを低くして負荷に最大出力を提供するために、入力インピーダンスを高くする方がよい状態です。より良い出力を生成するには、電圧ゲインと電力ゲインも高くする必要があります。
ここで、さまざまな構成を調べて、トランジスタが増幅器として機能するのにどの構成が適しているかを理解しましょう。
CBアンプ
CB構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成される増幅器回路は、CB増幅器と呼ばれます。
建設
NPNトランジスタを使用したベース接地回路は以下のとおりです。入力信号はエミッタベース接合部に印加され、出力信号はコレクタベース接合部から取得されます。
エミッタベース接合が順方向Vによって付勢されているEEコレクタベース接合は、逆VによってバイアスされるCC。動作点は、抵抗ReとRcを使用して調整されます。こうしてIの値Cは、IのB及びIのCBはVによって決定されるCC、V EEは、R E及びRは、C。
操作
入力が適用されていない場合、静止状態が形成され、出力は存在しません。V beがグランドに対して負であるため、入力信号の正の半分に対して順方向バイアスが減少します。この結果、ベース電流IBも減少します。
下の図は、自己バイアス回路を備えたCBアンプを示しています。
私たちが知っているように、
$$I_C \cong I_E \cong \beta I_B$$
コレクタ電流とエミッタ電流の両方が減少します。
Rの両端の電圧降下C IS
$$V_C = I_C R_C$$
このV Cはまた減少します。
I C R Cが減少すると、VCBが増加します。なぜなら、
$$V_{CB} = V_{CC} - I_C R_C$$
したがって、正の半サイクル出力が生成されます。
CB構成では、正の入力は正の出力を生成するため、入力と出力は同相です。そのため、CBアンプの入力と出力の間に位相反転はありません。
CB構成を増幅することを検討すると、入力インピーダンスが低く、出力インピーダンスが高くなります。電圧利得もCE構成と比較して低いです。したがって、CB構成のアンプは高周波アプリケーションで使用されます。
CEアンプ
CE構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成される増幅器回路は、CE増幅器と呼ばれます。
建設
NPNトランジスタを使用したエミッタ接地増幅回路は以下のとおりです。入力信号はエミッタベース接合部に印加され、出力信号はコレクタベース接合部から取得されます。
エミッタベース接合が順方向Vによって付勢されているEEコレクタベース接合は、逆VによってバイアスされるCC。動作点は抵抗Rの助けを借りて調整されるEおよびR C。こうしてIの値Cは、IのB及びIのCBはVによって決定されるCC、V EEは、R E及びRは、C。
操作
入力が適用されていない場合、静止状態が形成され、出力は存在しません。信号の正の半分が印加されているとき、ベースとエミッタ間の電圧V beは、すでにグランドに対して正であるため、増加します。
順方向バイアスが増加すると、それに応じてベース電流も増加します。I以来、C =βI B、ならびにコレクタ電流が増加します。
次の回路図は、セルフバイアス回路を備えたCEアンプを示しています。
コレクタ電流の場合は、Rを流れるC、電圧降下が大きくなります。
$$V_C = I_C R_C$$
この結果、コレクタとエミッタ間の電圧が低下します。なぜなら、
$$V_{CB} = V_{CC} - I_C R_C$$
したがって、増幅された電圧は、Rの両端に現れるC。
したがって、CEアンプでは、正方向の信号が負方向の信号として現れるため、入力と出力の間に180 °の位相シフトがあることがわかります。
CEアンプはCBアンプよりも入力インピーダンスが高く、出力インピーダンスが低くなっています。CEアンプでは電圧ゲインとパワーゲインも高いため、これは主にオーディオアンプで使用されます。
CCアンプ
CC構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成される増幅器回路は、CC増幅器と呼ばれます。
建設
NPNトランジスタを使用したコレクタ接地増幅器回路は以下のとおりです。入力信号はベースコレクタ接合に印加され、出力信号はエミッタコレクタ接合から取り出されます。
エミッタベース接合が順方向Vによって付勢されているEEコレクタベース接合は、逆VによってバイアスされるCC。I用のQ値BとI eはRのによって調整され、BとRのE。
操作
入力が適用されていない場合、静止状態が形成され、出力は存在しません。信号の正の半分が印加されている場合、V beはコレクタまたはグランドに対して正であるため、順方向バイアスが増加します。これにより、ベース電流IBとコレクタ電流ICが増加します。
次の回路図は、自己バイアス回路を備えたCCアンプを示しています。
その結果、R eの両端の電圧降下、つまり出力電圧が増加します。その結果、正の半サイクルが得られます。入力と出力は同相であるため、位相反転はありません。
CC構成を増幅に考慮した場合、CCアンプはCEアンプよりも入力インピーダンスが高く、出力インピーダンスが低くなりますが、CCの電圧ゲインは非常に小さいため、アプリケーションはインピーダンス整合のみに制限されます。
CB CECCアンプ間の比較
CB、CE、CCアンプの特徴を比較してみましょう。
特性 | CE | CB | CC |
---|---|---|---|
入力抵抗 | 低(1Kから2K) | 非常に低い(30-150Ω) | 高(20-500KΩ) |
出力抵抗 | 大(≈50K) | 高(約500 K) | 低(50-1000KΩ) |
現在のゲイン | B高 | α<1 | 高(1 +β) |
電圧利得 | 高(≈1500) | 高(≈1500) | 1つ未満 |
パワーゲイン | 高(約10,000) | 高(≈7500) | 低(250-500) |
入力と出力の間のフェーズ | 逆転 | 同じ | 同じ |
互換性と特徴的な機能により、エミッタ接地構成は主にアンプ回路で使用されます。
実際のアプリケーションでは、シングルステートアンプの出力は、電圧またはパワーアンプですが、通常は不十分です。したがって、それらはに置き換えられますMulti-stage transistor amplifiers。
多段増幅器では、第1段の出力は、結合装置を使用して次の段の入力に結合されます。これらの結合デバイスは通常、コンデンサまたはトランスにすることができます。結合デバイスを使用して2つの増幅器ステージを結合するこのプロセスは、次のように呼ぶことができます。Cascading。
次の図は、カスケード接続された2段増幅器を示しています。
全体的なゲインは、個々のステージの電圧ゲインの積です。
$$A_V = A_{V1} \times A_{V2} = \frac{V_2}{V_1} \times \frac{V_0}{V_2} = \frac{V_0}{V_1}$$
ここで、A V =全体のゲイン、A V1 = 1段目の電圧ゲイン、A V2 = 2段目の電圧ゲインです。
ある場合 n ステージ数、それらの電圧ゲインの積 n ステージは、その多段アンプ回路の全体的なゲインになります。
カップリング装置の目的
カップリング装置の基本的な目的は次のとおりです。
あるステージの出力から次のステージの入力にACを転送します。
DCが1つのステージの出力から次のステージの入力に渡されるのをブロックすること。これは、DC条件を分離することを意味します。
カップリングの種類
カップリングデバイスを使用して、1つのアンプステージを他のアンプステージとカスケードで結合すると、 Multi-stage amplifier circuit。があるfour 抵抗器、コンデンサー、変圧器などのこれらの結合装置を使用した結合の基本的な方法。それらについて考えてみましょう。
抵抗-静電容量カップリング
これは、単純なものを使用して形成された、最もよく使用される結合方法です。 resistor-capacitor組み合わせ。ACを可能にし、DCをブロックするコンデンサは、ここで使用される主要な結合要素です。
カップリングコンデンサは、ACを1つのステージの出力から次のステージの入力に渡します。次の段階に影響を与えるために、DCバイアス電圧からDCコンポーネントをブロックします。この結合方法の詳細については、次の章で説明します。
インピーダンス結合
を使用する結合ネットワーク inductance そして capacitance 結合要素はインピーダンス結合ネットワークと呼ぶことができます。
このインピーダンス結合法では、結合コイルのインピーダンスはそのインダクタンスと信号周波数に依存します。 jwL。この方法はあまり一般的ではなく、ほとんど使用されていません。
トランスカップリング
を使用する結合方法 transformer as the couplingデバイスはトランス結合と呼ぶことができます。トランス自体がAC成分を直接第2段のベースに搬送するため、この結合方法ではコンデンサは使用されません。
トランスの2次巻線はベースリターンパスを提供するため、ベース抵抗は必要ありません。このカップリングは、その効率とインピーダンス整合で人気があるため、主に使用されます。
直接結合
前のアンプ段が次のアンプ段に直接接続されている場合、それは次のように呼ばれます。 direct coupling。個々のアンプ段のバイアス条件は、DC絶縁なしで段を直接接続できるように設計されています。
直接結合方式は、主に負荷がアクティブ回路要素の出力端子と直列に接続されている場合に使用されます。たとえば、ヘッドホン、スピーカーなど。
増幅器におけるコンデンサの役割
結合の目的以外に、アンプで特に使用されるコンデンサがほとんどない目的があります。これを理解するために、アンプにおけるコンデンサの役割について教えてください。
入力コンデンサCで
増幅器の初期段階に存在する入力コンデンサCは、AC信号をトランジスタのベースに結合します。このコンデンサCが存在しない場合、信号源は抵抗R 2と並列になり、トランジスタベースのバイアス電圧が変化します。
したがって、C inは、バイアス条件に影響を与えることなく、ソースからのAC信号が入力回路に流れることを可能にします。
エミッタバイパスコンデンサC E
エミッタバイパスコンデンサCeは、エミッタ抵抗と並列に接続されています。増幅されたAC信号への低リアクタンスパスを提供します。
このコンデンサがない場合、R Eの両端に発生する電圧は入力側にフィードバックされ、それによって出力電圧が低下します。したがって、C eの存在下では、増幅されたACはこれを通過します。
カップリング・コンデンサC C
コンデンサC Cがずれる動作点段階と対照との間に2つのステージとを防止DC干渉を接続するカップリングコンデンサです。これは、blocking capacitor DC電圧が通過できないためです。
このコンデンサの非存在下で、R Cは、抵抗Rと並列にくる1次ステージのバイアスネットワークの、それによって次の段のバイアス条件を変更します。
アンプに関する考慮事項
アンプ回路の場合、アンプの全体的なゲインは重要な考慮事項です。最大の電圧利得を達成するために、カスケードに最適なトランジスタ構成を見つけましょう。
CCアンプ
- その電圧利得は1未満です。
- 中間段階には適していません。
CBアンプ
- その電圧利得は1未満です。
- したがって、カスケードには適していません。
CEアンプ
- その電圧利得は1よりも大きいです。
- カスケード接続により、電圧利得がさらに増加します。
CEアンプの特性は、この構成がアンプ回路のカスケードに非常に適していることです。したがって、ほとんどの増幅器回路はCE構成を使用します。
このチュートリアルの後続の章では、カップリングアンプのタイプについて説明します。
抵抗-容量結合は、略してRC結合と呼ばれます。これは、アンプで最もよく使用される結合手法です。
2段RC結合増幅器の構築
2段RC結合トランジスタ増幅器回路の構造の詳細は次のとおりです。2段増幅器回路には2つのトランジスタがあり、CE構成で接続されており、共通電源VCCが使用されています。分圧器ネットワークR1およびR2ならびに抵抗器Reは、バイアスおよび安定化ネットワークを形成する。バイパスエミッタ容量C eは信号を低リアクタンス経路を提供します。
抵抗RLは負荷インピーダンスとして使用されます。増幅器の初期段階に存在する入力コンデンサCは、AC信号をトランジスタのベースに結合します。コンデンサC Cは、 2つのステージを接続し、ステージと制御動作点のシフトの間にDC干渉を防止するカップリングコンデンサです。下図にRC結合アンプの回路図を示します。
RC結合増幅器の動作
AC入力信号が第1のトランジスタのベースに印加されると、それが増幅され、コレクタ負荷Rに表示されますL次いで結合コンデンサCを介して渡されるC次のステージに。これが次のステージの入力になり、その増幅された出力がコレクター負荷全体に再び現れます。したがって、信号は段階的に増幅されます。
ここで注意しなければならない重要な点は、総ゲインが個々のステージのゲインの積よりも小さいということです。これは、第2段階を第1段階に従わせると、effective load resistance第2ステージの入力抵抗のシャント効果により、第1ステージのインピーダンスが減少します。したがって、多段増幅器では、最終段のゲインのみが変更されません。
ここでは2段増幅器を検討しているため、出力位相は入力と同じです。位相反転は2段CE構成の増幅器回路によって2回行われるためです。
RC結合増幅器の周波数応答
周波数応答曲線は、電圧利得と周波数の関数の関係を示すグラフです。RC結合増幅器の周波数応答は次のグラフのようになります。
上のグラフから、50Hz未満の周波数と20KHzを超える周波数では周波数がロールオフまたは減少することがわかります。一方、50Hz〜20KHzの周波数範囲の電圧ゲインは一定です。
私達はことを知っています、
$$X_C = \frac{1}{2 \pi f_c}$$
これは、容量性リアクタンスが周波数に反比例することを意味します。
低周波数(つまり50 Hz未満)で
容量性リアクタンスは周波数に反比例します。低周波数では、リアクタンスは非常に高くなります。入力コンデンサCのリアクタンスで結合コンデンサC Cは、入力信号の小さな部分のみが許可されるように高いです。パスコンデンサCによるエミッタのリアクタンスEは、低周波数時にも非常に高いです。したがって、エミッタ抵抗を効果的にシャントすることはできません。これらすべての要因により、電圧ゲインは低周波数でロールオフします。
高周波(つまり20 KHz以上)で
再び同じ点を考慮すると、容量性リアクタンスは高周波で低いことがわかります。したがって、コンデンサは高周波で短絡として動作します。その結果、次段の負荷効果が大きくなり、電圧利得が低下します。これに伴い、エミッタダイオードの静電容量が減少すると、トランジスタのベース電流が増加し、電流ゲイン(β)が減少します。したがって、電圧ゲインは高周波でロールオフします。
中周波数(つまり、50 Hz〜20 KHz)
図に示すように、コンデンサの電圧利得はこの周波数範囲で一定に保たれます。周波数が高くなると、コンデンサC Cのリアクタンスが低下し、ゲインが高くなる傾向があります。しかし、この低い静電容量の無効電力は、ゲインが低下する次のステージの負荷効果を増加させます。
これらの2つの要因により、ゲインは一定に保たれます。
RC結合増幅器の利点
RC結合アンプの利点は次のとおりです。
RCアンプの周波数応答は、広い周波数範囲にわたって一定のゲインを提供するため、オーディオアプリケーションに最適です。
安価な抵抗やコンデンサを採用しているため、回路がシンプルで低コストです。
アップグレード技術によりコンパクトになります。
RC結合アンプのデメリット
以下は、RC結合アンプの欠点です。
実効負荷抵抗のため、電圧と電力利得は低くなります。
彼らは年齢とともに騒々しくなります。
インピーダンス整合が悪いため、電力伝達は低くなります。
RC結合増幅器のアプリケーション
以下は、RC結合増幅器のアプリケーションです。
それらは、広範囲の周波数にわたって優れたオーディオ忠実度を持っています。
電圧増幅器として広く使用されています
インピーダンス整合が不十分なため、最終段階でRC結合が使用されることはめったにありません。
RC結合アンプの主な欠点は、実効負荷抵抗が減少することです。これは、アンプの入力インピーダンスが低く、出力インピーダンスが高いためです。
それらを結合して多段増幅器を作成すると、ある段の高い出力インピーダンスが次の段の低い入力インピーダンスと並列になります。したがって、実効負荷抵抗が減少します。この問題は、transformer coupled amplifier。
トランス結合増幅器では、増幅器の段はトランスを使用して結合されます。トランス結合アンプの構造と動作の詳細を見てみましょう。
トランス結合増幅器の構築
前段がカップリングトランスで次段に接続されているアンプ回路をトランス結合アンプと呼びます。
結合トランスT 1が1つの出力供給するために使用されるSTの2の入力段をND段階。コレクタ負荷はトランスの一次巻線に置き換えられます。二次巻線は、分圧器及び2のベースとの間に接続されているND 2に入力を提供する段階、ND段階。RC結合増幅器のようにコンデンサを結合する代わりに、トランス結合増幅器回路では、任意の2段を結合するためにトランスが使用されます。
下図にトランス結合アンプの回路図を示します。
分圧器ネットワークR 1及びR 2及び抵抗R eは共にバイアスおよび安定化ネットワークを形成します。バイパスエミッタ容量C eは信号を低リアクタンス経路を提供します。抵抗RLは負荷インピーダンスとして使用されます。増幅器の初期段階に存在する入力コンデンサCは、AC信号をトランジスタのベースに結合します。コンデンサC Cは、 2つのステージを接続し、ステージと制御動作点のシフトの間にDC干渉を防止するカップリングコンデンサです。
トランス結合増幅器の動作
AC信号が最初のトランジスタのベースの入力に印加されると、AC信号はトランジスタによって増幅され、トランスの1次側が接続されているコレクタに現れます。
この回路でカップリングデバイスとして使用されるトランスは、インピーダンスが変化する特性を持っています。つまり、ステージ(または負荷)の低抵抗は、前のステージへの高負荷抵抗として反映されます。したがって、一次側の電圧は、トランスの二次巻線の巻数比に従って伝達されます。
このトランス結合は、アンプのステージ間で良好なインピーダンス整合を提供します。トランス結合増幅器は、一般的に電力増幅に使用されます。
トランス結合増幅器の周波数応答
下の図は、トランス結合増幅器の周波数応答を示しています。アンプのゲインは、狭い範囲の周波数でのみ一定です。出力電圧は、コレクタ電流に一次側のリアクタンスを掛けたものに等しくなります。
低周波数では、一次側のリアクタンスが低下し始め、ゲインが低下します。高周波では、巻線のターン間の静電容量がバイパスコンデンサとして機能し、出力電圧を下げてゲインを下げます。
そのため、オーディオ信号の増幅は比例せず、歪みも発生します。これは、 Frequency distortion。
トランス結合増幅器の利点
トランス結合アンプの利点は次のとおりです。
- 優れたインピーダンス整合が提供されます。
- 達成されるゲインは高くなります。
- コレクタ抵抗とベース抵抗で電力損失は発生しません。
- 操作が効率的です。
トランス結合アンプのデメリット
以下は、トランス結合アンプの欠点です。
ゲインは高いですが、周波数によって大きく異なります。したがって、周波数応答が悪くなります。
周波数歪みが大きくなります。
トランスはハムノイズを発生する傾向があります。
変圧器はかさばり、高価です。
アプリケーション
以下は、トランス結合アンプのアプリケーションです。
- 主にインピーダンス整合の目的で使用されます。
- 電力増幅に使用されます。
- 最大の電力伝達が必要なアプリケーションで使用されます。
他のタイプの結合増幅器は直接結合増幅器であり、これは、光電流または熱電対電流などの増幅など、より低い周波数を増幅するために特に使用される。
直接結合増幅器
カップリングデバイスが使用されていないため、アンプ段のカップリングは直接行われるため、 Direct coupled amplifier。
建設
下の図は、3段直接結合トランジスタアンプを示しています。第1段トランジスタT1の出力は、第2段トランジスタT2の入力に接続されている。
最初のステージのトランジスタはNPNトランジスタになり、次のステージのトランジスタはPNPトランジスタになります。これは、一方のトランジスタの変動が他方の変動を打ち消す傾向があるためです。一方のトランジスタのコレクタ電流の上昇とβの変動は、もう一方のトランジスタの減少によって相殺されます。
操作
トランジスタTのベースに印加される入力信号1は、それにより、コレクタ抵抗Rでのトランジスタ動作及び増幅された出力が現れるまで増幅されますCトランジスタT 1。この出力は、トランジスタTのベースに印加される2、さらに増幅信号。このようにして、信号は直接結合増幅器回路で増幅されます。
利点
直接結合増幅器の利点は次のとおりです。
抵抗の使用が最小限であるため、回路構成は単純です。
高価な結合装置がないため、回路は低コストです。
短所
直接結合増幅器の欠点は次のとおりです。
- 高周波の増幅には使用できません。
- 温度変化により動作点がずれます。
アプリケーション
直接結合増幅器の用途は次のとおりです。
- 低周波増幅。
- 低電流増幅。
比較
これまでに説明したさまざまなタイプの結合方法の特性を比較してみましょう。
S.No | 特に | RCカップリング | トランスカップリング | 直接結合 |
---|---|---|---|---|
1 | 周波数応答 | 可聴周波数範囲に優れています | 貧しい | ベスト |
2 | 費用 | もっと少なく | もっと | 少なくとも |
3 | スペースと重量 | もっと少なく | もっと | 少なくとも |
4 | インピーダンス整合 | 良くない | 優秀な | 良い |
5 | 使用する | 電圧増幅用 | 電力増幅用 | 超低周波増幅用 |
実際には、どの増幅器も数段階の増幅で構成されています。オーディオ増幅を考えると、要件に応じて、増幅のいくつかの段階があります。
パワーアンプ
オーディオ信号が電気信号に変換された後、いくつかの電圧増幅が行われ、その後、増幅された信号の電力増幅がラウドスピーカーステージの直前に行われます。これは下の図にはっきりと示されています。
電圧増幅器が信号の電圧レベルを上げる一方で、電力増幅器は信号の電力レベルを上げます。パワーアンプは、電力レベルを上げるだけでなく、DC電力をAC電力に変換し、その動作を入力信号で制御する装置とも言えます。
DC電力は、次の関係に従って分配されます。
DC電源入力= AC電源出力+損失
パワートランジスタ
このような電力増幅の場合、通常のトランジスタでは機能しません。電力増幅の目的に合わせて製造されたトランジスタは、Power transistor。
パワートランジスタは、以下の点で他のトランジスタとは異なります。
大きな力を処理するために、サイズが大きくなっています。
トランジスタのコレクタ領域を大きくし、発熱を最小限に抑えるためにヒートシンクをコレクタ-ベース接合部に配置します。
パワートランジスタのエミッタ領域とベース領域は高濃度にドープされています。
入力抵抗が低いため、必要な入力電力は低くなります。
したがって、電圧増幅と電力増幅には多くの違いがあります。それでは、電圧アンプとパワーアンプの違いを理解するために詳細を見てみましょう。
電圧アンプとパワーアンプの違い
電圧アンプとパワーアンプを区別してみましょう。
電圧増幅器
電圧増幅器の機能は、信号の電圧レベルを上げることです。電圧増幅器は、最大の電圧増幅を実現するように設計されています。
増幅器の電圧利得は次の式で与えられます。
$$A_v = \beta \left (\frac{R_c}{R_{in}} \right )$$
電圧増幅器の特性は次のとおりです。
トランジスタのベースは薄くする必要があるため、βの値は100より大きくする必要があります。
入力抵抗Rの抵抗では、コレクタ負荷Rと比較した場合、低くすべきであるC。
コレクター負荷RCは比較的高くする必要があります。高いコレクタ負荷を可能にするために、電圧増幅器は常に低いコレクタ電流で動作します。
電圧増幅器は、小信号電圧に使用されます。
パワーアンプ
パワーアンプの機能は、入力信号のパワーレベルを上げることです。大量の電力を供給する必要があり、大電流を処理する必要があります。
パワーアンプの特徴は次のとおりです。
大電流に対応するため、トランジスタのベースを厚くしています。βの値は(β> 100)高いです。
トランジスタの動作中に発生する熱をより多く放散するために、トランジスタのサイズを大きくしています。
トランス結合はインピーダンス整合に使用されます。
コレクタ抵抗を低くします。
電圧増幅器と電力増幅器の比較を表形式で以下に示します。
S.No | 特に | 電圧増幅器 | パワーアンプ |
---|---|---|---|
1 | β | 高(> 100) | 低(5〜20) |
2 | R C | 高(4-10KΩ) | 低(5〜20Ω) |
3 | カップリング | 通常RCカップリング | 常にトランス結合 |
4 | 入力電圧 | 低(数m V) | 高(2-4 V) |
5 | コレクター電流 | 低(≈1mA) | 高(> 100 mA) |
6 | 電力出力 | 低 | 高い |
7 | 出力の差し迫った | 高(≈12KΩ) | 低(200Ω) |
パワーアンプは信号のパワーレベルを増幅します。この増幅は、オーディオアプリケーションの最終段階で行われます。無線周波数に関連するアプリケーションは、無線パワーアンプを採用しています。しかしoperating pointトランジスタの場合、増幅器の効率を決定する上で非常に重要な役割を果たします。ザ・main classification この操作モードに基づいて実行されます。
分類は、頻度と動作モードに基づいて行われます。
頻度に基づく分類
パワーアンプは、処理する周波数に基づいて2つのカテゴリに分類されます。以下のとおりです。
Audio Power Amplifiers−オーディオパワーアンプは、オーディオ周波数範囲(20 Hz〜20 KHz)の信号のパワーレベルを上げます。彼らはまたとして知られていますSmall signal power amplifiers。
Radio Power Amplifiers−無線電力増幅器または調整された電力増幅器は、無線周波数範囲(3 KHz〜300 GHz)の信号の電力レベルを上げます。彼らはまたとして知られていますlarge signal power amplifiers。
動作モードに基づく分類
動作モード、すなわちコレクタ電流が流れる入力サイクルの部分に基づいて、パワーアンプは次のように分類できます。
Class A Power amplifier −信号の全サイクル中にコレクタ電流が常に流れる場合、パワーアンプは次のように知られています。 class A power amplifier。
Class B Power amplifier −コレクタ電流が入力信号の正の半サイクル中にのみ流れる場合、パワーアンプは次のように知られています。 class B power amplifier。
Class C Power amplifier −コレクタ電流が入力信号の半サイクル未満流れる場合、パワーアンプは次のように知られています。 class C power amplifier。
クラスAとクラスBのアンプを組み合わせて両方の利点を活用すると、クラスABアンプと呼ばれる別のアンプが形成されます。
これらのアンプの詳細に入る前に、アンプの効率を決定するために考慮しなければならない重要な用語を見てみましょう。
パフォーマンスを考慮した用語
パワーアンプの主な目的は、最大の出力電力を得ることです。これを実現するために考慮すべき重要な要素は、コレクタ効率、消費電力能力、および歪みです。それらについて詳しく見ていきましょう。
コレクター効率
これは、アンプがDC電力をAC電力にどれだけうまく変換するかを説明しています。DC電源がバッテリから供給され、AC信号入力が供給されていない場合、このような状態でのコレクタ出力は次のように観察されます。collector efficiency。
コレクタ効率は次のように定義されます。
$$\eta = \frac{average\: a.c \: power \: output}{average \: d.c \: power\: input\: to \: transistor}$$
たとえば、バッテリーが15Wを供給し、AC出力電力が3Wの場合。その場合、トランジスタ効率は20%になります。
パワーアンプの主な目的は、最大のコレクタ効率を得ることです。したがって、コレクタ効率の値が高いほど、アンプの効率は高くなります。
消費電力容量
すべてのトランジスタは、動作中に加熱されます。パワートランジスタは大電流を処理するため、さらに熱くなります。この熱によりトランジスタの温度が上昇し、トランジスタの動作点が変化します。
したがって、動作点の安定性を維持するために、トランジスタの温度を許容範囲内に維持する必要があります。このために、生成された熱を放散する必要があります。このような容量は、消費電力能力と呼ばれます。
Power dissipation capabilityパワートランジスタで発生した熱を放散する能力として定義することができます。パワートランジスタで発生する熱を放散するために、ヒートシンクと呼ばれる金属ケースが使用されています。
ねじれ
トランジスタは非線形デバイスです。入力と比較すると、出力の変動はほとんどありません。電圧増幅器では、小電流が使用されるため、この問題は主流ではありません。しかし、パワーアンプでは大電流が使用されているため、歪みの問題が確実に発生します。
Distortionは、増幅器の入力波形からの出力波形の変化として定義されます。歪みが少なく、出力が優れているため、効率的であると考えられるアンプ。
トランジスタを増幅器として動作させるために非常に重要なトランジスタバイアスの詳細については、すでに説明しました。したがって、忠実な増幅を実現するには、増幅器が線形領域で動作するようにトランジスタのバイアスをかける必要があります。
クラスAパワーアンプは、AC入力電源のサイクル全体にわたって出力電流が流れるアンプです。したがって、入力に存在する完全な信号は出力で増幅されます。次の図は、クラスAパワーアンプの回路図を示しています。
上図から、変圧器がコレクターに負荷として存在していることがわかります。トランスを使用するとインピーダンス整合が可能になり、スピーカーなどの負荷に最大電力が伝達されます。
このアンプの動作点は線形領域にあります。AC入力サイクル全体に電流が流れるように選択されています。次の図は、動作点の選択を説明しています。
動作点Qでの出力特性を上図に示します。ここで、(I c)Qと(V ce)Qは、それぞれコレクタとエミッタ間の信号コレクタ電流と電圧がないことを表します。信号が印加されると、QをQ点シフト1及びQ 2。出力電流は(I c)maxまで増加し、(I c)minまで減少します。同様に、コレクタ-エミッタ間電圧は(V ce)maxまで増加し、(V ce)minまで減少します。
コレクターバッテリーから引き出されるDC電力Vccは次の式で与えられます。
$$P_{in} = voltage \times current = V_{CC}(I_C)_Q$$
この電力は、次の2つの部分で使用されます-
- 熱が与えられるときにコレクター負荷で消費される電力
$$P_{RC} = (current)^2 \times resistance = (I_C)^2_Q R_C$$
- トランジスタに与えられる電力はによって与えられます
$$P_{tr} = P_{in} - P_{RC} = V_{CC} - (I_C)^2_Q R_C$$
信号が印加されると、トランジスタに与えられる電力は次の2つの部分で使用されます-
AC電力出力を構成する負荷抵抗RCの両端に発生するAC電力。
$$(P_O)_{ac} = I^2 R_C = \frac{V^2}{R_C} = \left ( \frac{V_m}{\sqrt{2}}\right )^2 \frac{1}{R_C} = \frac{V_m^2}{2R_C}$$
どこ I は負荷を流れるAC出力電流のRMS値です。 V はAC電圧のRMS値であり、 Vm Vの最大値です。
トランジスタ(コレクタ領域)によって熱の形で消費されるDC電力、つまり(P C)DC
次の図に、全体の電力潮流を示しました。
このクラスAパワーアンプは、歪みを最小限に抑えて小信号を増幅でき、出力は強度が増した入力の正確なレプリカになります。
Let us now try to draw some expressions to represent efficiencies.
全体的な効率
増幅回路の全体的な効率は次の式で与えられます。
$$(\eta)_{overall} = \frac{a.c \: power \:delivered\: to \: the\: load}{total \: power\: delivered \: by \: d.c\: supply}$$
$$= \frac{(P_O)_{ac}}{(P_{in})_{dc}}$$
コレクター効率
トランジスタのコレクタ効率は次のように定義されます。
$$(\eta)_{collector} = \frac{average\: a.c \: power \:output}{average \:d.c\: power\: input\: to\: transistor}$$
$$= \frac{(P_O)_{ac}}{(P_{tr})_{dc}}$$
全体的な効率の表現
$$(P_O)_{ac} = V_{rms} \times I_{rms}$$
$$= \frac{1}{\sqrt{2}} \left [ \frac{(V_{ce})_{max} - (V_{ce})_{min}}{2} \right ] \times \frac{1}{\sqrt{2}} \left [ \frac{(I_C)_{max} - (I_C)_{min}}{2}\right ]$$
$$= \frac{[(V_{ce})_{max} - (V_{ce})_{min}] \times [(I_C)_{max} - (I_C)_{min}]}{8}$$
したがって、
$$(\eta)_{overall} = \frac{[(V_{ce})_{max} - (V_{ce})_{min}] \times [(I_C)_{max} - (I_C)_{min}]}{8 \times V_{CC} (I_C)_Q}$$
クラスAアンプの利点
クラスAパワーアンプの利点は次のとおりです。
- 完全な入力サイクルで電流が流れます
- 小信号を増幅できます
- 出力は入力と同じです
- 歪みはありません
クラスAアンプのデメリット
クラスAパワーアンプの利点は次のとおりです。
- 低電力出力
- コレクター効率が低い
前の章で説明したクラスAパワーアンプは、AC入力電源のサイクル全体で出力電流が流れる回路です。また、出力電力や効率が低いなどのデメリットについても学びました。これらの影響を最小限に抑えるために、トランス結合クラスAパワーアンプが導入されました。
ザ・ construction of class A power amplifier下の図の助けを借りて理解することができます。これは通常のアンプ回路に似ていますが、コレクタ負荷のトランスに接続されています。
ここでR 1及びR 2は、分圧器装置を提供します。抵抗Reは安定、Cを提供eはバイパス・コンデンサであり、R Eの交流電圧を防止します。ここで使用しているトランスは降圧トランスです。
トランスの高インピーダンス一次側は、高インピーダンスコレクタ回路に接続されています。低インピーダンスの二次側は負荷(通常はラウドスピーカー)に接続されます。
トランスアクション
コレクタ回路に使用されているトランスはインピーダンス整合用です。R Lは、トランスの2次側に接続されている負荷です。R L 'は、トランスの一次側の反射負荷です。
一次の巻き数は、nは1と二次はnは2。レッツV 1及びV 2プライマリとセカンダリの電圧こととI 1とI 2は、それぞれ、一次および二次電流があること。下の図はトランスをはっきりと示しています。
私達はことを知っています
$$\frac{V_1}{V_2} = \frac{n_1}{n_2}\: and\: \frac{I_1}{I_2} = \frac{n_1}{n_2}$$
または
$$V_1 = \frac{n_1}{n_2}V_2 \: and\: I_1 = \frac{n_1}{n_2}I_2$$
したがって、
$$\frac{V_1}{I_1} = \left ( \frac{n_1}{n_2} \right )^2 \frac{V_2}{I_2}$$
ただし、V 1 / I 1 = R L '=実効入力抵抗
そして、V 2 / I 2 = R L =実効出力抵抗
したがって、
$$R_L’ = \left ( \frac{n_1}{n_2}\right )^2 R_L = n^2 R_L$$
どこ
$$n = \frac{number \: of \: turns \: in \: primary}{number\: of\: turns\: in\: secondary} = \frac{n_1}{n_2}$$
パワーアンプは、降圧トランスで適切な巻数比をとることによって一致させることができます。
回路動作
信号によるコレクタ電流のピーク値がゼロ信号コレクタ電流に等しい場合、最大AC電力出力が得られます。したがって、完全な増幅を実現するには、動作点が負荷線の中心にある必要があります。
信号が印加されると、動作点は明らかに変化します。コレクタ電圧は、コレクタ電流と逆位相で変化します。コレクタ電圧の変動は、トランスの一次側に現れます。
回路解析
一次側の電力損失は、その抵抗が非常に小さいため、無視できると見なされます。
DC条件下での入力電力は
$$(P_{in})_{dc} = (P_{tr})_{dc} = V_{CC} \times (I_C)_Q$$
クラスAアンプの最大容量では、電圧は(V ce)maxからゼロまで、電流は(I c)maxからゼロまでスイングします。
したがって、
$$V_{rms} = \frac{1}{\sqrt{2}} \left [\frac{(V_{ce})_{max} - (V_{ce})_{min}}{2} \right ] = \frac{1}{\sqrt{2}} \left[ \frac{(V_{ce})_{max}}{2}\right ] = \frac{2V_{CC}}{2\sqrt{2}} = \frac{V_{CC}}{\sqrt{2}}$$
$$I_{rms} = \frac{1}{\sqrt{2}} \left [\frac{(I_C)_{max} - (I_C)_{min}}{2} \right ] = \frac{1}{\sqrt{2}} \left[ \frac{(I_C)_{max}}{2}\right ] = \frac{2(I_C)_Q}{2\sqrt{2}} = \frac{(I_C)_Q}{\sqrt{2}}$$
したがって、
$$(P_O)_{ac} = V_{rms} \times I_{rms} = \frac{V_{CC}}{\sqrt{2}} \times \frac{(I_C)_Q}{\sqrt{2}} = \frac{V_{CC} \times (I_C)_Q}{2}$$
したがって、
コレクター効率= $\frac{(P_O)_{ac}}{(P_{tr})_{dc}}$
または、
$$(\eta)_{collector} = \frac{V_{CC} \times (I_C)_Q}{2 \times V_{CC} \times (I_C)_Q} = \frac{1}{2}$$
$$= \frac{1}{2} \times 100 = 50\%$$
クラスAパワーアンプの効率は30%近くですが、トランス結合クラスAパワーアンプを使用することで50%に向上しています。
利点
トランス結合クラスAパワーアンプの利点は次のとおりです。
- ベース抵抗またはコレクタ抵抗で信号電力が失われることはありません。
- 優れたインピーダンス整合が実現されます。
- ゲインが高いです。
- DC絶縁が提供されます。
短所
トランス結合クラスAパワーアンプの欠点は次のとおりです。
- 低周波信号は比較的増幅されません。
- ハムノイズはトランスによって発生します。
- 変圧器はかさばり、高価です。
- 周波数応答が悪い。
アプリケーション
トランス結合クラスAパワーアンプの用途は次のとおりです。
この回路は、インピーダンス整合が主な基準となる場所です。
これらはドライバアンプとして使用され、場合によっては出力アンプとして使用されます。
これまでに、2種類のクラスAパワーアンプを見てきました。対処すべき主な問題は、低電力出力と効率です。と呼ばれる組み合わせトランジスタペアを使用することにより、クラスAアンプよりも高い出力と効率を得ることができます。Push-Pull 構成。
この回路では、出力段に2つの相補型トランジスタを使用します。一方のトランジスタはNPNまたはNチャネルタイプで、もう一方のトランジスタはPNPまたはPチャネル(相補)タイプで、次のように動作します。 PUSH a transistor to ON そして PULL another transistor to OFF同時に。このプッシュプル構成は、クラスA、クラスB、クラスC、またはクラスABの増幅器で行うことができます。
プッシュプルクラスAパワーアンプの構築
プッシュプル構成のクラスAパワーアンプ回路の構成を下図のように示します。この配置は主に、シングルトランジスタアンプの伝達特性の非線形性によって生じる高調波歪みを低減します。
プッシュプル構成では、二つの同一のトランジスタT 1及びT 2は、そのエミッタ端子が短絡しています。入力信号は、トランスTを介してトランジスタに印加され、R1、トランジスタベースの両方に反対の極性の信号を提供します。両トランジスタのコレクタは、出力トランスTの一次側に接続されているR2。両方の変圧器はセンタータップされています。V CC電源は、出力トランスの一次側を介して両方のトランジスタのコレクタに供給されます。
抵抗器R1およびR2は、バイアス構成を提供する。負荷は通常、出力トランスの2次側に接続されたスピーカーです。出力トランスの巻数比は、負荷がトランジスタの出力インピーダンスとよく一致するように選択されます。そのため、最大電力がアンプによって負荷に供給されます。
回路動作
出力は、出力トランスTr2から収集されます。このトランスの1次側Tr2には、実質的にDC成分がありません。トランジスタT 1及びT 2は、それらのコレクタはトランスTの一次側に接続されているR2その電流の大きさが等しく、トランスTの一次通って反対方向に流れるようR2。
AC入力信号が印加されると、トランジスタT1のベースはより正になり、トランジスタT2のベースはより正ではなくなる。したがって、トランジスタT1のコレクタ電流ic1は増加し、トランジスタT2のコレクタ電流ic2は減少する。これらの電流は、出力トランスの一次側の2つの半分を反対方向に流れます。さらに、これらの電流によって生成される磁束も反対方向になります。
したがって、負荷の両端の電圧は誘導電圧になり、その大きさはコレクタ電流の差に比例します。
$$(i_{c1} - i_{c2})$$
同様に、負の入力信号に対して、コレクタ電流I C2は、 IよりなりC1。この場合、負荷の両端に発生する電圧は、再び差によるものになります
$$(i_{c1} - i_{c2})$$
なので $i_{c2} > i_{c1}$
負荷の両端に誘導される電圧の極性が逆になります。
$$i_{c1} - i_{c2} = i_{c1} + (-i_{c2})$$
理解を深めるために、下の図を考えてみましょう。
全体的な動作により、出力トランスの2次側にAC電圧が誘導されるため、AC電力がその負荷に供給されます。
入力信号の任意の半サイクルの間、一方のトランジスタは導通状態に深く駆動(または押し込み)され、もう一方のトランジスタは非導通状態(引き抜かれる)であることが理解されます。したがって、名前Push-pull amplifier。プッシュプルアンプの高調波歪みは最小限に抑えられているため、すべての偶数次高調波が除去されます。
利点
クラスAプッシュプルアンプの利点は次のとおりです。
高いAC出力が得られます。
出力には偶数次高調波がありません。
リップル電圧の影響は相殺されます。これらは、不十分なフィルタリングのために電源に存在します。
短所
クラスAプッシュプルアンプのデメリットは次のとおりです。
- 等しい増幅を生成するために、トランジスタは同一でなければなりません。
- トランスにはセンタータップが必要です。
- 変圧器はかさばり、高価です。
コレクタ電流が入力信号の正の半サイクル中にのみ流れる場合、パワーアンプは次のように知られています。 class B power amplifier。
クラスB操作
クラスB動作でのトランジスタのバイアスは、ゼロ信号状態ではコレクタ電流が発生しないようになっています。ザ・operating pointコレクタのカットオフ電圧になるように選択されています。したがって、信号が適用されると、only the positive half cycle 出力で増幅されます。
次の図は、クラスB動作中の入力波形と出力波形を示しています。
信号が印加されると、回路は入力の正の半サイクルに対して順方向にバイアスされるため、コレクタ電流が流れます。ただし、入力の負の半サイクルの間、回路は逆バイアスされ、コレクタ電流は存在しません。したがって、only the positive half cycle 出力で増幅されます。
負の半サイクルが完全にないため、信号の歪みが大きくなります。また、印加信号が大きくなると消費電力が大きくなります。ただし、クラスAパワーアンプと比較すると、出力効率が向上します。
さて、欠点を最小限に抑え、低歪み、高効率、高出力を実現するために、このクラスBアンプではプッシュプル構成が使用されています。
クラスBプッシュプルアンプ
クラスBパワーアンプの効率はクラスAよりも高いですが、入力の半サイクルしか使用されていないため、歪みが大きくなります。また、入力電力が完全に利用されているわけではありません。これらの問題を補うために、プッシュプル構成がクラスBアンプに導入されています。
建設
プッシュプルB級電力増幅器の回路は、2つの同一のトランジスタTから成る1及びT 2の塩基センタータップ入力変圧器Tの二次側に接続されているR1。エミッターは短絡され、コレクターには出力トランスTr2の1次側からVCC電源が供給されます。
クラスBプッシュプルアンプの回路配置は、トランジスタがバイアス抵抗を使用する代わりにカットオフでバイアスされることを除いて、クラスAプッシュプルアンプの回路配置と同じです。下の図は、プッシュプルクラスBパワーアンプの構造の詳細を示しています。
クラスBプッシュプルアンプの回路動作の詳細を以下に示します。
操作
上図に示すクラスBプッシュプルアンプの回路は、両方のトランスがセンタータップされていることを示しています。無信号が入力に印加されていない場合、トランジスタT 1及びT 2は、状態カットオフであり、したがってないコレクタ電流は流れません。V CCから電流が引き出されないため、電力が無駄になりません。
入力信号が与えられると、それは入力トランスT r1に適用され、入力トランスT r1は、信号を互いに180 °位相がずれた2つの信号に分割します。これら2つの信号は、二つの同一のトランジスタTに与えられる1及びT 2。正の半サイクルでは、トランジスタT 1のベースが正になり、コレクタ電流が流れます。同時に、トランジスタT2は負の半サイクルを有し、これによりトランジスタT2がカットオフ状態になり、したがってコレクタ電流が流れない。次の図に示すように波形が生成されます。
次の半サイクルの間、トランジスタT1は遮断状態になり、トランジスタT2は導通状態になり、出力に寄与する。したがって、両方のサイクルで、各トランジスタは交互に導通します。出力トランスTr3は、2つの電流を結合して、ほとんど歪みのない出力波形を生成します。
クラスBプッシュプルアンプの電力効率
各トランジスタの電流は、ハーフサインループの平均値です。
ハーフサインループの場合、Idcは次の式で与えられます。
$$I_{dc} = \frac{(I_C)_{max}}{\pi}$$
したがって、
$$(p_{in})_{dc} = 2 \times \left [ \frac{(I_C)_{max}}{\pi} \times V_{CC} \right ]$$
ここでは、プッシュプルアンプに2つのトランジスタがあるため、ファクター2が導入されています。
コレクタ電流のRMS値= $(I_C)_{max}/ \sqrt{2}$
出力電圧のRMS値= $V_{CC} / \sqrt{2}$
最大電力の理想的な条件下で
したがって、
$$(P_O)_{ac} = \frac{(I_C)_{max}}{\sqrt{2}} \times \frac{V_{CC}}{\sqrt{2}} = \frac{(I_C)_{max} \times V_{CC}}{2}$$
今全体的な最大効率
$$\eta_{overall} = \frac{(P_O)_{ac}}{(P_{in})_{dc}}$$
$$= \frac{(I_C)_{max} \times V_{CC}}{2} \times \frac{\pi}{2 (I_C)_{max} \times V_{CC}}$$
$$= \frac{\pi}{4} = 0.785 = 78.5\%$$
コレクターの効率は同じです。
したがって、クラスBプッシュプルアンプは、クラスAプッシュプルアンプよりも効率が向上します。
相補型対称プッシュプルクラスBアンプ
今説明したプッシュプルアンプは効率を改善しますが、センタータップ付きトランスを使用すると、回路がかさばり、重く、コストがかかります。次の回路図に示すように、回路を単純にし、効率を向上させるために、使用するトランジスタを補完することができます。
上記の回路は、プッシュプル構成で接続されたNPNトランジスタとPNPトランジスタを採用しています。入力信号が印加されると、入力信号の正の半サイクル中に、NPNトランジスタが導通し、PNPトランジスタが遮断されます。負の半サイクルの間、NPNトランジスタは遮断し、PNPトランジスタは導通します。
このように、NPNトランジスタは入力の正の半サイクル中に増幅し、PNPトランジスタは入力の負の半サイクル中に増幅します。トランジスタは両方とも互いに補完し合っていますが、クラスBのプッシュプル構成で接続されている間は対称的に動作するため、この回路は次のように呼ばれます。Complementary symmetry push pull class B amplifier。
利点
相補対称プッシュプルクラスBアンプの利点は次のとおりです。
センタータップ付き変圧器が不要なため、重量とコストが削減されます。
等しく反対の入力信号電圧は必要ありません。
短所
相補対称プッシュプルクラスBアンプのデメリットは次のとおりです。
同様の特性を持つトランジスタのペア(NPNとPNP)を入手することは困難です。
正と負の両方の電源電圧が必要です。
これまでに説明したクラスAおよびクラスBのアンプには、いくつかの制限があります。ここで、これら2つを組み合わせて、非効率性なしにクラスAとクラスBの両方のアンプのすべての利点を備えた新しい回路を作成してみましょう。その前に、次のような別の重要な問題についても説明します。Cross over distortion、クラスBの出力はと遭遇します。
クロスオーバー歪み
プッシュプル構成では、2つの同一のトランジスタが次々に導通し、生成される出力は両方の組み合わせになります。
信号がゼロ電圧ポイントで1つのトランジスタから別のトランジスタに変化または交差すると、出力波形にある程度の歪みが生じます。トランジスタが導通するためには、ベースエミッタ接合がカットオフ電圧である0.7vと交差する必要があります。トランジスタがOFFからONする、またはON状態からOFFするまでの時間は、transition period。
ゼロ電圧ポイントでは、トランジスタを一方から他方に切り替える遷移期間がその影響を及ぼし、両方のトランジスタが同時にオフになる場合があります。このようなインスタンスは、Flat spot または Dead band 出力波形について。
上の図は、出力波形で顕著であるクロスオーバー歪みを明確に示しています。これが主な欠点です。このクロスオーバー歪み効果により、出力波形の全体的なピークツーピーク値も減少し、最大出力が減少します。これは、以下に示すように、波形の非線形特性によってより明確に理解できます。
このクロスオーバー歪みは、大きな入力信号ではあまり目立たないが、小さな入力信号では深刻な妨害を引き起こすことが理解されている。このクロスオーバー歪みは、アンプの導通が半サイクルを超える場合に排除できるため、両方のトランジスタが同時にオフになることはありません。
このアイデアは、以下で説明するように、クラスAとクラスBの両方の増幅器の組み合わせであるクラスAB増幅器の発明につながります。
クラスABパワーアンプ
名前が示すように、クラスABは、クラスAとクラスBのタイプのアンプを組み合わせたものです。クラスAは効率が低く、クラスBは歪みの問題があるため、このクラスABは、両方のクラスの利点を利用して、これら2つの問題を解消するために登場しました。
クロスオーバー歪みは、遷移期間中に両方のトランジスタが同時にオフになったときに発生する問題です。これを排除するには、条件を半サイクル以上選択する必要があります。したがって、動作中のトランジスタがカットオフ状態に切り替わる前に、もう一方のトランジスタが導通状態になります。これは、次の回路図に示すように、クラスAB構成を使用することによってのみ実現されます。
したがって、クラスABアンプの設計では、各プッシュプルトランジスタはクラスBの導通の半サイクルよりわずかに長く導通しますが、クラスAの導通の全サイクルよりはるかに短くなります。
クラスABアンプの導通角は、選択した動作点に応じて180 °から360 °の間です。これは、下の図の助けを借りて理解されます。
ダイオードを用いて所定の小さなバイアス電圧は、D 1及びD 2は、上記の図に示すように、カットオフ点以上であることが動作点を助けます。したがって、クラスABの出力波形は、上の図に示すようになります。クラスBによって作成されたクロスオーバー歪みは、このクラスABによって克服され、クラスAとBの非効率性は回路に影響を与えません。
したがって、クラスABは、効率と直線性の点でクラスAとクラスBの間の適切な妥協点であり、効率は約50%から60%に達します。クラスA、B、ABアンプは次のように呼ばれますlinear amplifiers これは、出力信号の振幅と位相が入力信号の振幅と位相に線形に関連しているためです。
クラスCパワーアンプ
コレクタ電流が入力信号の半サイクル未満流れる場合、パワーアンプは次のように知られています。 class C power amplifier。
クラスCアンプの効率は高く、直線性は劣ります。クラスCの伝導角は180 °未満です。これは一般に約90 °です。これは、トランジスタが入力信号の半分以上の間アイドル状態のままであることを意味します。したがって、出力電流は、入力信号の適用と比較して、より短い時間で供給されます。
次の図は、クラスCアンプの動作点と出力を示しています。
この種のバイアスは、アンプの効率を約80%向上させますが、出力信号に大きな歪みをもたらします。クラスC増幅器を使用すると、その出力で生成されたパルスは、コレクタ回路でLC回路を使用することにより、特定の周波数の完全な正弦波に変換できます。
これまでに説明したタイプのアンプは、可聴周波数には優れていますが、無線周波数では効果的に機能しません。また、これらの増幅器のゲインは、広い範囲で信号の周波数に応じて変化しないようなものです。これにより、ある範囲の周波数にわたって信号を等しく十分に増幅することができ、他の周波数を拒否しながら特定の目的の周波数を選択することはできません。
そのため、増幅だけでなく選択もできる回路が必要になります。したがって、増幅回路は、調整された回路などの選択とともに、Tuned amplifier。
チューンドアンプとは何ですか?
調整されたアンプは、目的のために使用されるアンプです tuning。チューニングとは、選択することを意味します。利用可能な周波数のセットの中で、特定の周波数を選択する必要があり、他のすべての周波数を拒否する必要がある場合、そのようなプロセスは呼び出されますSelection。この選択は、と呼ばれる回路を使用して行われます。Tuned circuit。
増幅器回路の負荷が同調回路に置き換えられている場合、そのような増幅器は、 Tuned amplifier circuit。基本的なチューニングアンプ回路は以下のようになります。
チューナー回路は、LC回路とも呼ばれます。 resonant または tank circuit。周波数を選択します。同調回路は、共振周波数を中心とする狭い周波数帯域で信号を増幅することができます。
インダクタのリアクタンスがコンデンサのリアクタンスと釣り合うとき、ある周波数の同調回路では、そのような周波数は次のように呼ぶことができます。 resonant frequency。それはによって示されますfr。
共振の式は次のとおりです。
$$2 \pi f_L = \frac{1}{2 \pi f_c}$$
$$f_r = \frac{1}{2 \pi \sqrt{LC}}$$
調整された回路の種類
同調回路は、主回路への接続のタイプに応じて、直列同調回路(直列共振回路)または並列同調回路(並列共振回路)にすることができます。
シリーズ同調回路
次の回路図に示すように、直列に接続されたインダクタとコンデンサは直列同調回路を構成します。
共振周波数では、直列共振回路が低インピーダンスを提供し、大電流を流します。直列共振回路は、共振周波数から遠く離れた周波数に対してますます高いインピーダンスを提供します。
並列同調回路
下の図に示すように、並列に接続されたインダクタとコンデンサは、並列同調回路を構成します。
共振周波数では、並列共振回路が高インピーダンスを提供し、大電流を流しません。並列共振回路は、共振周波数から遠く離れた周波数に対してますます低いインピーダンスを提供します。
並列同調回路の特性
並列共振が発生する(つまり、回路電流の無効成分がゼロになる)周波数は、共振周波数と呼ばれます。 fr。同調回路の主な特徴は次のとおりです。
インピーダンス
ライン電流に対する供給電圧の比率は、同調回路のインピーダンスです。LC回路によって提供されるインピーダンスはによって与えられます
$$\frac{Supply \: voltage}{Line equation} = \frac{V}{I}$$
共振時には、ライン電流は増加し、インピーダンスは減少します。
下の図は、並列共振回路のインピーダンス曲線を表しています。
回路のインピーダンスは、共振周波数の上下の値で減少します fr。したがって、特定の周波数の選択と他の周波数の拒否が可能です。
回路インピーダンスの式を得るには、次のことを考えてみましょう。
ライン電流 $I = I_L cos \phi$
$$\frac{V}{Z_r} = \frac{V}{Z_L} \times \frac{R}{Z_L}$$
$$\frac{1}{Z_r} = \frac{R}{Z_L^2}$$
$$\frac{1}{Z_r} = \frac{R}{L/C} = \frac{C R}{L}$$
以来、 $Z_L^2 = \frac{L}{C}$
したがって、回路インピーダンスZrは次のように求められます。
$$Z_R = \frac{L}{C R}$$
したがって、並列共振では、回路インピーダンスはL / CRに等しくなります。
回路電流
並列共振で、Iは印加電圧によって与えられる回路又は線電流は、回路インピーダンスZで割ったR、すなわち
ライン電流 $I = \frac{V}{Z_r}$
どこ $Z_r = \frac{L}{C R}$
Z rが非常に高いため、線電流Iは非常に小さくなります。
品質係数
並列共振回路の場合、共振曲線の鋭さが選択性を決定します。コイルの抵抗が小さいほど、共振曲線は鋭くなります。したがって、コイルの誘導性リアクタンスと抵抗が同調回路の品質を決定します。
共振時のコイルの誘導性リアクタンスとその抵抗の比は、次のように知られています。 Quality factor。それはによって示されますQ。
$$Q = \frac{X_L}{R} = \frac{2 \pi f_r L}{R}$$
Qの値が高いほど、共振曲線が鋭くなり、選択性が向上します。
調整されたアンプの利点
チューンドアンプの利点は次のとおりです。
LやCなどのリアクティブコンポーネントを使用すると、電力損失が最小限に抑えられ、調整されたアンプが効率的になります。
共振周波数でより高いインピーダンスを提供することにより、所望の周波数の選択性と増幅が高くなります。
並列同調回路での抵抗が小さいため、コレクタ電源のVCCは小さくなります。
これらの利点は、抵抗性の高いコレクター負荷がある場合には適用されないことを覚えておくことが重要です。
調整されたアンプの周波数応答
アンプを効率的にするには、そのゲインを高くする必要があります。この電圧利得は、β、入力インピーダンス、およびコレクタ負荷に依存します。同調増幅器のコレクタ負荷は同調回路です。
このようなアンプの電圧利得は次の式で与えられます。
電圧利得= $\frac{\beta Z_C}{Z_{in}}$
ここで、Z C =実効コレクタ負荷、Z in =アンプの入力インピーダンス。
Z Cの値は、調整されたアンプの周波数に依存します。Z Cは共振周波数で最大であるため、アンプのゲインはこの共振周波数で最大になります。
帯域幅
調整された増幅器の電圧利得が最大利得の70.7%に低下する周波数の範囲は、 Bandwidth。
Fの間の周波数の範囲1及びf 2は、同調増幅器の帯域幅と呼ばれます。調整された増幅器の帯域幅は、LC回路のQ、つまり周波数応答の鋭さに依存します。Qの値と帯域幅は反比例します。
次の図は、調整された増幅器の帯域幅と周波数応答の詳細を示しています。
Qと帯域幅の関係
帯域幅の品質係数Qは、共振周波数と帯域幅の比率として定義されます。
$$Q = \frac{f_r}{BW}$$
一般に、実際の回路のQ値は10より大きくなります。
この条件下で、並列共振での共振周波数は次の式で与えられます。
$$f_r = \frac{1}{2 \pi \sqrt{LC}}$$
チューンドアンプには主に2つのタイプがあります。彼らは-
- シングルチューンドアンプ
- 複同調アンプ
シングルチューンドアンプ
単一のチューナーセクションが増幅回路のコレクターにある増幅回路は、単一チューナー増幅回路と呼ばれます。
建設
コレクタ負荷に並列同調回路で構成される単純なトランジスタ増幅器回路は、単一の同調増幅器回路を作成します。同調回路の静電容量とインダクタンスの値は、その共振周波数が増幅される周波数と等しくなるように選択されます。
次の回路図は、シングルチューンドアンプ回路を示しています。
出力は、上記のようにカップリングコンデンサC Cから、またはLに配置された2次巻線から取得できます。
操作
増幅する必要のある高周波信号は、増幅器の入力に適用されます。並列同調回路の共振周波数は、同調回路のコンデンサCの静電容量値を変更することによって適用される信号の周波数と等しくなります。
この段階で、同調回路は信号周波数に対して高インピーダンスを提供します。これは、同調回路全体に高出力を提供するのに役立ちます。高インピーダンスは同調周波数に対してのみ提供されるため、インピーダンスが低くなる他のすべての周波数は同調回路によって拒否されます。したがって、調整された増幅器は、所望の周波数信号を選択して増幅します。
周波数応答
並列共振は、共振周波数fで発生R回路は高いQは共振周波数fたときrはによって与えられます。
$$f_r = \frac{1}{2 \pi \sqrt{LC}}$$
次のグラフは、単一の調整された増幅器回路の周波数応答を示しています。
共振周波数fでRの並列同調回路のインピーダンスは非常に高く、純粋に抵抗性です。Rの両端の電圧Lは、回路が共振周波数に同調されたとき、したがって最大です。したがって、電圧利得は共振周波数で最大になり、その上下で低下します。Qが高いほど、曲線は狭くなります。
ダブルチューンドアンプ
アンプ回路のコレクタにダブルチューナー部があるアンプ回路をダブルチューナーアンプ回路と呼びます。
建設
次の図を見ると、複同調増幅器の構造がわかります。この回路は、2つの同調回路Lから成る1 C 1およびL 2 C 2増幅器のコレクタセクションに。同調回路L1C1の出力における信号は、相互結合法によって他の同調回路L2C2に結合される。残りの回路の詳細は、次の回路図に示すように、シングルチューンドアンプ回路と同じです。
操作
増幅する必要のある高周波信号は、増幅器の入力に与えられます。チューニング回路L1C1は、入力信号周波数にチューニングされている。この状態では、同調回路は信号周波数に対して高いリアクタンスを提供します。その結果、大出力が同調回路のLの出力に現れる1 C 1、他の同調回路のLに結合されている2 C 2相互誘導を介し。これらの複同調回路は、ラジオやテレビの受信機のさまざまな回路を結合するために広く使用されています。
複同調増幅器の周波数応答
複同調アンプには、 couplingこれは、アンプの周波数応答を決定する上で重要です。2つの同調回路間の相互インダクタンスの量は、回路の周波数応答を決定する結合の程度を示します。
相互インダクタンスの性質を理解するために、基本原理を見ていきましょう。
相互インダクタンス
電流が流れるコイルはその周りに磁場を生成するため、別のコイルをこのコイルに近づけて一次コイルの磁束領域に入れると、変化する磁束が2番目のコイルにEMFを誘導します。この最初のコイルがPrimary coil、2番目のものはとして呼び出すことができます Secondary coil。
一次コイルの磁場の変化により二次コイルにEMFが誘導されると、このような現象は次のように呼ばれます。 Mutual Inductance。
次の図は、これについてのアイデアを示しています。
現在 is 図中はソース電流を示しています iind誘導電流を示します。磁束は、コイルの周りに生成される磁束を表します。これは二次コイルにも広がります。
電圧を印加すると、電流 is流れとフラックスが作成されます。電流が変化すると、磁束が変化し、iind 相互インダクタンス特性により、2次コイルで。
カップリング
相互インダクタンス結合の概念では、次の図に示すようになります。
コイルが離間している場合、一次コイルL1の磁束結合は二次コイルL2を結合しない。この状態で、コイルは持っていると言われていますLoose coupling。この状態で二次コイルから反射される抵抗は小さく、共振曲線は鋭くなり、回路Qは下図のように高くなります。
逆に、一次コイルと二次コイルを近づけると、 Tight coupling。このような状況では、反射抵抗が大きくなり、回路Qが低くなります。共振周波数の上と下の2つの最大ゲイン位置が得られます。
複同調回路の帯域幅
上の図は、結合度とともに帯域幅が増加することを明確に示しています。複同調回路の決定要因はQではなく結合です。
与えられた周波数に対して、結合がきつくなるほど帯域幅が大きくなることを理解しました。
帯域幅の式は次のように与えられます。
$$BW_{dt} = k f_r$$
ここで、BW dt =複同調回路の帯域幅、K =結合係数、f r =共振周波数です。
これで、チューニングされたアンプの機能に関する十分な知識が得られたことを願っています。次の章では、フィードバックアンプについて学習します。
増幅回路は単に信号強度を増加させます。ただし、増幅している間は、情報が含まれているか、情報とともにノイズが含まれているかに関係なく、入力信号の強度が増加します。このノイズまたは何らかの外乱は、アンプに導入される傾向が強いため、アンプに導入されます。hum突然の温度変化または漂遊電界および磁界による。したがって、すべての高ゲインアンプは、出力に信号とともにノイズを発生させる傾向があり、これは非常に望ましくありません。
アンプ回路のノイズレベルは、を使用することで大幅に低減できます。 negative feedback 入力信号とは逆の位相で出力の一部を注入することによって行われます。
フィードバックアンプの原理
フィードバックアンプは一般的に2つの部分で構成されています。彼らはamplifier そしてその feedback circuit。フィードバック回路は通常、抵抗で構成されています。フィードバックアンプの概念は、次の図から理解できます。
上記の図から、増幅器の利得は、増幅器の利得は、出力電圧Vの比であるAとして表されているoを入力電圧V I。フィードバック回路網は、電圧V抽出F =βのV O、出力VからO増幅器のを。
この電圧は、信号電圧V sから、正のフィードバックの場合は加算され、負のフィードバックの場合は減算されます。さて、
$$V_i = V_s + V_f = V_s + \beta V_o$$
$$V_i = V_s - V_f = V_s - \beta V_o$$
量β= V f / V oは、フィードバック比またはフィードバック分数と呼ばれます。
負帰還の場合を考えてみましょう。出力V Oは、入力電圧(Vに等しくなければならないS - βVのO増幅器のゲインAを乗じました)。
したがって、
$$(V_s - \beta V_o)A = V_o$$
または
$$A V_s - A \beta V_o = V_o$$
または
$$A V_s = V_o (1 + A \beta)$$
したがって、
$$\frac{V_o}{V_s} = \frac{A}{1 + A \beta}$$
A fをアンプの全体的なゲイン(フィードバックによるゲイン)とします。これは、出力電圧Vの比として定義されるO印加される信号電圧V S、すなわち、
$$A_f = \frac{Output \: voltage}{Input \: signal \: voltage} = \frac{V_o}{V_s}$$
したがって、上記の2つの方程式から、次のことが理解できます。
負帰還を伴うフィードバックアンプのゲインの式は、次の式で与えられます。
$$A_f = \frac{A}{1 + A \beta}$$
正帰還を伴うフィードバック増幅器の利得の式は、次の式で与えられます。
$$A_f = \frac{A}{1 - A \beta}$$
これらは、フィードバックアンプのゲインを計算するための標準的な式です。
フィードバックの種類
一部のデバイスの出力エネルギーの一部を入力に注入するプロセスは、次のように知られています。 Feedback。フィードバックは、ノイズを低減し、アンプの動作を安定させるのに非常に役立つことがわかっています。
フィードバック信号かどうかによって異なります aids または opposes 入力信号には、2種類のフィードバックが使用されます。
正のフィードバック
フィードバックエネルギー、つまり電圧または電流のいずれかが入力信号と同相であり、したがってそれを支援するフィードバックは、次のように呼ばれます。 Positive feedback。
入力信号とフィードバック信号の両方が180 °の位相シフトを導入するため、ループの周りに360 °の結果の位相シフトが生じ、最終的に入力信号と同相になります。
正のフィードバックが increases the gain アンプの、それは次のような欠点があります
- 歪みの増加
- Instability
これらの欠点のため、正帰還はアンプには推奨されません。正帰還が十分に大きい場合、それは発振につながり、それによって発振回路が形成されます。この概念については、OSCILLATORSチュートリアルで説明します。
負帰還
フィードバックエネルギー、つまり電圧または電流のいずれかが入力と位相がずれており、入力と反対であるフィードバックは、次のように呼ばれます。 negative feedback。
負帰還では、増幅器は回路に180 °の位相シフトを導入しますが、フィードバックネットワークは位相シフトまたはゼロ位相シフトを生成しないように設計されています。こうして得られたフィードバック電圧V Fが180であるO、入力信号Vの位相のうちでは。
でも gain 負帰還アンプの reduced、次のような負帰還の多くの利点があります
- ゲインの安定性が向上
- 歪みの低減
- 騒音の低減
- 入力インピーダンスの増加
- 出力インピーダンスの低下
- 均一な塗布範囲の拡大
これらの利点のために、負帰還がアンプで頻繁に使用されます。
増幅器の負帰還は、増幅された出力の一部を入力に供給する方法ですが、逆位相です。アンプが180 °の位相シフトを提供するのに対し、フィードバックネットワークは提供しないため、位相の反対が発生します。
出力エネルギーが入力に適用されている間、電圧エネルギーがフィードバックとして取得されるために、出力はシャント接続で取得され、電流エネルギーがフィードバックとして取得されるために、出力は直列接続で取得されます。
負帰還回路には主に2つのタイプがあります。彼らは-
- 負の電圧フィードバック
- 負の電流フィードバック
負の電圧フィードバック
この方法では、アンプの入力への電圧フィードバックは出力電圧に比例します。これはさらに2つのタイプに分類されます-
- 電圧-直列フィードバック
- 電圧シャントフィードバック
負の電流フィードバック
この方法では、アンプの入力への電圧フィードバックは出力電流に比例します。これはさらに2つのタイプに分類されます。
- 現在のシリーズのフィードバック
- 電流シャントフィードバック
それらすべてについて簡単に考えてみましょう。
電圧-直列フィードバック
電圧直列フィードバック回路では、出力電圧の一部がフィードバック回路を介して入力電圧と直列に印加されます。これは、shunt-driven series-fed フィードバック、すなわち、並列直列回路。
次の図は、電圧直列フィードバックのブロック図を示しています。これにより、フィードバック回路が出力とシャントに配置されているが、入力と直列に配置されていることがわかります。
フィードバック回路が出力とシャントで接続されているため、出力インピーダンスが減少し、入力との直列接続により、入力インピーダンスが増加します。
電圧シャントフィードバック
電圧シャントフィードバック回路では、出力電圧の一部がフィードバックネットワークを介して入力電圧と並列に印加されます。これは、shunt-driven shunt-fed フィードバック、すなわち、並列-並列プロトタイプ。
次の図は、電圧シャントフィードバックのブロック図を示しています。これにより、フィードバック回路が出力および入力とシャントに配置されていることがわかります。
フィードバック回路は出力と入力にもシャントで接続されているため、出力インピーダンスと入力インピーダンスの両方が減少します。
現在のシリーズのフィードバック
電流直列フィードバック回路では、出力電圧の一部がフィードバック回路を介して入力電圧と直列に印加されます。これは、series-driven series-fed フィードバック、すなわち直列-直列回路。
次の図は、電流直列フィードバックのブロック図を示しています。これにより、フィードバック回路が出力および入力と直列に配置されていることがわかります。
フィードバック回路は出力と入力にも直列に接続されているため、出力インピーダンスと入力インピーダンスの両方が増加します。
電流シャントフィードバック
電流シャントフィードバック回路では、出力電圧の一部がフィードバック回路を介して入力電圧と直列に印加されます。これは、series-driven shunt-fed フィードバック、すなわち直並列回路。
次の図は、電流シャントフィードバックのブロック図を示しています。これにより、フィードバック回路が出力と直列に配置されているが、入力と並列に配置されていることがわかります。
フィードバック回路が出力と直列に接続されているため、出力インピーダンスが増加し、入力との並列接続により、入力インピーダンスが減少します。
ここで、さまざまなタイプの負帰還の影響を受けるアンプの特性を表にしましょう。
特徴 | フィードバックの種類 | |||
---|---|---|---|---|
電圧シリーズ | 電圧シャント | 現在のシリーズ | 電流シャント | |
電圧利得 | 減少する | 減少する | 減少する | 減少する |
帯域幅 | 増加します | 増加します | 増加します | 増加します |
入力抵抗 | 増加します | 減少する | 増加します | 減少する |
出力抵抗 | 減少する | 減少する | 増加します | 増加します |
高調波歪み | 減少する | 減少する | 減少する | 減少する |
ノイズ | 減少する | 減少する | 減少する | 減少する |
エミッタフォロワとダーリントンアンプは、フィードバックアンプの最も一般的な例です。これらは、多くのアプリケーションで最もよく使用されるものです。
エミッタフォロワ
エミッタフォロワ回路は、フィードバックアンプにおいて重要な位置を占めています。エミッタフォロワは負電流フィードバック回路の場合です。これは主に信号発生器回路の最終段増幅器として使用されます。
エミッタフォロワの重要な機能は次のとおりです。
- 入力インピーダンスが高い
- 出力インピーダンスが低い
- インピーダンス整合に最適な回路です
これらすべての理想的な機能により、エミッタフォロワ回路の多くのアプリケーションが可能になります。電圧利得のない電流増幅回路です。
建設
エミッタフォロワ回路の構造の詳細は、通常のアンプとほぼ同じです。主な違いは、負荷R Lはコレクタ端子には存在しないが、回路のエミッタ端子には存在することです。したがって、出力はコレクター端子ではなくエミッター端子から取得されます。
バイアスは、ベース抵抗法または分圧器法のいずれかによって提供されます。次の図は、エミッタフォロワの回路図を示しています。
操作
入力信号電圧がベース-エミッタ間に印加され、出力電圧V開発O Rを横切るEエミッタ部にあります、。したがって、
$$V_o = I_E R_E$$
この出力電流全体がフィードバックを介して入力に適用されます。したがって、
$$V_f = V_o$$
R Lの両端に発生する出力電圧はエミッタ電流に比例するため、このエミッタフォロワ回路は電流フィードバック回路です。したがって、
$$\beta = \frac{V_f}{V_o} = 1$$
トランジスタ(= Vへの入力信号電圧こともが注目されているI Vの差に等しい)SとV Oすなわち、
$$V_i = V_s - V_o$$
したがって、フィードバックは否定的です。
特徴
エミッタフォロワの主な特徴は次のとおりです。
- 電圧利得なし。実際、電圧ゲインはほぼ1です。
- 比較的高い電流ゲインと電力ゲイン。
- 高入力インピーダンスと低出力インピーダンス。
- 入力と出力のAC電圧は同相です。
エミッタフォロワの電圧利得
エミッタフォロワ回路が目立つので、エミッタフォロワ回路の電圧利得の式を取得してみましょう。エミッタフォロワ回路は次のようになります-
上記の回路のAC等価回路を描くと、エミッタバイパスコンデンサがないため、以下のようになります。
AC抵抗R Eエミッタ回路は次式で与えられます。
$$r_E = r’_E + R_E$$
どこ
$$r’_E = \frac{25 mV}{I_E}$$
アンプの電圧利得を求めるために、上の図を次の図に置き換えることができます。
入力電圧がエミッタ回路、すなわち、(R」の交流抵抗の両端に印加されることに注意してくださいE + R E)。理想的であるとエミッタダイオードを仮定すると、出力電圧V outはなり
$$V_{out} = i_e R_E$$
入力電圧Vでになります
$$V_{in} = i_e(r’_e + R_E)$$
したがって、エミッタフォロワの電圧利得は次のようになります。
$$A_V = \frac{V_{out}}{V_{in}} = \frac{i_e R_E}{i_e(r’_e + R_E)} = \frac{R_E}{(r’_e + R_E)}$$
または
$$A_V = \frac{R_E}{(r’_e + R_E)}$$
ほとんどの実用的なアプリケーションでは、
$$R_E \gg r’_e$$
だから、A V ≈1.実際には、エミッタフォロワの電圧利得は0.8〜0.999の間です。
ダーリントンアンプ
今説明したエミッタフォロワ回路は、回路電流ゲイン(A i)と入力インピーダンス(Z i)の要件を満たすことができません。回路電流ゲインと入力インピーダンスの全体的な値をいくらか増加させるために、次の回路図に示すように2つのトランジスタを接続します。Darlington 構成。
上図に示すように、第1トランジスタのエミッタは第2トランジスタのベースに接続されています。両方のトランジスタのコレクタ端子は互いに接続されています。
バイアス分析
このタイプの接続のため、最初のトランジスタのエミッタ電流は2番目のトランジスタのベース電流にもなります。したがって、ペアの電流ゲインは、個々の電流ゲインの積に等しくなります。
$$\beta = \beta _1 \beta _2$$
一般に、最小数のコンポーネントで高電流ゲインが達成されます。
ここでは2つのトランジスタが使用されているため、2つのVBEドロップを考慮する必要があります。バイアス分析は、他の点では1つのトランジスタで同様です。
R 2の両端の電圧、
$$V_2 = \frac{V_CC}{R_1 + R_2} \times R_2$$
R Eの両端の電圧、
$$V_E = V_2 - 2 V_{BE}$$
R Eを流れる電流、
$$I_{E2} = \frac{V_2 - 2 V_{BE}}{R_E}$$
トランジスタは直接結合されているので、
$$I_{E1} = I_{B2}$$
今
$$I_{B2} = \frac{I_{E2}}{\beta _2}$$
したがって、
$$I_{E1} = \frac{I_{E2}}{\beta _2}$$
つまり、
$$I_{E1} = I_{E1} \beta _2$$
我々は持っています
$I_{E1} = \beta _1 I_{B1}$ 以来 $I_{E1} \cong I_{C1}$
したがって、
$$I_{E2} = I_{E1} \beta _2$$
私たちは書くことができます
$$I_{E2} = \beta _1 \beta _2 I_{B1}$$
したがって、電流ゲインは次のように与えることができます。
$$\beta = \frac{I_{E2}}{I_{B1}} = \frac{\beta _1 \beta _2 I_{B1}}{I_{B1}} = \beta _1 \beta_2$$
ダーリントンアンプの入力インピーダンスは
$Z_{in} = \beta_1 \beta_2 R_E .....$無視R」E
実際には、次の図に示すように、これら2つのトランジスタは1つのトランジスタハウジングに配置され、3つの端子はハウジングから取り出されます。
この3つの端末デバイスは次のように呼び出すことができます Darling ton transistor。ダーリントントランジスタは、高い電流ゲインと高い入力インピーダンスを備えた単一のトランジスタのように機能します。
特徴
ダーリントンアンプの重要な特徴は次のとおりです。
- 非常に高い入力インピーダンス(MΩ)。
- 非常に高い電流ゲイン(数千)。
- Extremely low output impedance (a few Ω).
Since the characteristics of the Darling ton amplifier are basically the same as those of the emitter follower, the two circuits are used for similar applications.
Till now we have discussed amplifiers based on positive feedback. The negative feedback in transistor circuits is helpful in the working of oscillators. The topic of oscillators is entirely covered in Oscillators tutorial.
An Amplifier, while amplifying just increases the strength of its input signal whether it contains information or some noise along with information. This noise or some disturbance is introduced in the amplifiers because of their strong tendency to introduce hum due to sudden temperature changes or stray electric and magnetic fields.
The performance of an amplifier mainly depends on this Noise. Noise is an unwanted signal that creates disturbance to the desired signal content in the system. This can be an additional signal that is produced within the system or can be some disturbance accompanied with the desired information of the input signal. However, it is unwanted and has to be removed.
A good system is one in which the noise generated by the amplifier itself is small compared to noise from the incoming source.
Noise
Noise is an unwanted signal which interferes with the original message signal and corrupts the parameters of the message signal. This alteration in the communication process, makes the message to get altered after reaching. It is most likely to be entered at the channel or the receiver.
The following graph shows the characteristics of a noise signal.
Hence, it is understood that noise is some signal which has no pattern and no constant frequency or amplitude. It is quite random and unpredictable. Measures are usually taken to reduce it, though it can’t be completely eliminated.
Most common examples of noise are −
- “Hiss” sound in radio receivers
- “Buzz” sound amidst of telephone conversations
- “Flicker” in television receivers etc.
Effects of Noise
Noise is an inconvenient feature which affects the system performance. The effects of noise include −
Noise limits the operating range of the systems − Noise indirectly places a limit on the weakest signal that can be amplified by an amplifier. The oscillator in the mixer circuit may limit its frequency because of noise. A system’s operation depends on the operation of its circuits. Noise limits the smallest signal that a receiver is capable of processing.
Noise affects the sensitivity of receivers − Sensitivity is the minimum amount of input signal necessary to obtain the specified quality output. Noise effects the sensitivity of a receiver system, which eventually effects the output.
Signal to Noise Ratio
When a signal is received and it has to be amplified, first the signal is filtered out to remove any unwanted noise if available.
The ratio of the information signal present in the received signal to the noise present is called as Signal to Noise ratio. This ratio has to be higher for a system so that it produces pure information signal unaffected by the unwanted noise.
The SNR can be understood as
$$SNR = \frac{P_{signal}}{P_{noise}}$$
SNR is expressed in logarithmic basis using decibels.
$$SNR_{db} = 10 log_{10}\left (\frac{P_{signal}}{P_{noise}} \right )$$
Signal-to-noise ratio is the ratio of the signal power to the noise power. The higher the value of SNR, the greater will be the quality of the received output.
Types of Noise
The classification of noise is done depending up on the type of source, the effect it shows or the relation it has with the receiver etc.
There are two main ways of which noise gets produced. One is through some external source while the other is created by the internal source, within the receiver section.
External Source
This noise is produced by the external sources which may occur in the medium or channel of communication, usually. This noise can’t be completely eliminated. The best way is to avoid the noise from affecting the signal.
Most common examples of this type of noise are −
- Atmospheric Noise (due to irregularities in atmosphere)
- Extra-terrestrial noise such as solar noise and cosmic noise
- Industrial noise
Internal Source
This noise is produced by the receiver components while functioning. The components in the circuits, due to continuous functioning, may produce few types of noise. This noise is quantifiable. A proper receiver design may lower the effect of this internal noise.
Most common examples of this type of noise are −
Thermal agitation noise (Johnson noise or Electrical noise)
Shot noise (due to random movement of electrons and holes
Transit-time noise (during transition)
Miscellaneous noise is another type of noise which includes flicker, resistance effect and mixer generated noise, etc.
Finally, this gives an overall idea on how a noise will be and how it can affect the amplifier, though present in transmitter or receiver section. The amplifiers that amplify low signals and hence amplify noise in a low level can be called as Low-noise amplifiers.
All the types of amplifiers discussed are more or less subjected to noise in some way or the other. The performance of an amplifier determines its efficiency to deal with the unwanted factors.