Engenharia de microondas - Guia rápido
O espectro eletromagnético consiste em toda a gama de radiação eletromagnética. A radiação é a energia que viaja e se espalha à medida que se propaga. Os tipos de radiação eletromagnética que formam o espectro eletromagnético são descritos na captura de tela a seguir.
Vamos agora dar uma olhada nas propriedades das Microondas.
Propriedades das microondas
A seguir estão as principais propriedades das Microondas.
Microondas são ondas que irradiam energia eletromagnética com comprimento de onda mais curto.
As microondas não são refletidas pela ionosfera.
As microondas viajam em linha reta e são refletidas pelas superfícies condutoras.
As microondas são facilmente atenuadas em distâncias mais curtas.
As correntes de micro-ondas podem fluir através de uma fina camada de um cabo.
Vantagens das microondas
Existem muitas vantagens do Microondas, como as seguintes -
Suporta largura de banda maior e, portanto, mais informações são transmitidas. Por este motivo, as microondas são usadas para comunicações ponto a ponto.
Mais ganho de antena é possível.
Taxas de dados mais altas são transmitidas conforme a largura de banda é maior.
O tamanho da antena diminui à medida que as frequências são mais altas.
Baixo consumo de energia, pois os sinais são de frequências mais altas.
O efeito do desbotamento é reduzido usando a propagação da linha de visão.
Fornece área de reflexão efetiva nos sistemas de radar.
As comunicações por satélite e terrestres com alta capacidade são possíveis.
Componentes de micro-ondas em miniatura de baixo custo podem ser desenvolvidos.
Uso eficaz do espectro com ampla variedade de aplicações em todas as faixas de freqüência de operação disponíveis.
Desvantagens das Microondas
Existem algumas desvantagens do Microondas, como as seguintes -
- Custo do equipamento ou custo de instalação é alto.
- Eles são pesados e ocupam mais espaço.
- Pode ocorrer interferência eletromagnética.
- Podem ocorrer variações nas propriedades dielétricas com as temperaturas.
- Ineficiência inerente à energia elétrica.
Aplicações de Microondas
Há uma grande variedade de aplicações para microondas, que não são possíveis para outras radiações. Eles são -
Comunicações sem fio
- Para ligações de longa distância
- Bluetooth
- Operações WIMAX
- Transmissões de radiodifusão ao ar livre
- Serviços auxiliares de transmissão
- Unidade de captação remota
- Link estúdio / transmissor
- Satélite de transmissão direta (DBS)
- Sistemas de comunicação pessoal (PCSs)
- Redes locais sem fio (WLANs)
- Sistemas de vídeo celular (CV)
- Sistema anti-colisão de automóveis
Eletrônicos
- Interruptores rápidos sem jitter
- Phase shifters
- Geração HF
- Elementos de ajuste
- Sistemas ECM / ECCM (contador eletrônico)
- Sistemas de espalhamento de espectro
Usos Comerciais
- Alarmes contra roubo
- Abridores de porta de garagem
- Detectores de velocidade policial
- Identificação por métodos sem contato
- Telefones celulares, pagers, LANs sem fio
- Televisão por satélite, rádio XM
- Detectores de movimento
- Sensoriamento remoto
Navegação
- Sistemas globais de navegação por satélite
- Sistema de Posicionamento Global (GPS)
Militar e radar
Radares para detectar o alcance e a velocidade do alvo.
Aplicativos SONAR
Controle de tráfego aéreo
Previsão do tempo
Navegação de navios
Aplicativos de varredura de minas
Aplicação de limite de velocidade
Militares usam frequências de microondas para comunicações e para as aplicações mencionadas acima.
Aplicações de pesquisa
- Ressonâncias atômicas
- Ressonâncias nucleares
Radioastronomia
- Marcar radiação cósmica de fundo em microondas
- Detecção de ondas poderosas no universo
- Detecção de muitas radiações no universo e na atmosfera terrestre
Indústria alimentícia
- Fornos micro-ondas usados para reaquecer e cozinhar
- Aplicações de processamento de alimentos
- Aplicações de pré-aquecimento
- Pre-cooking
- Torrefação de grãos / feijão
- Secagem de batatas fritas
- Nivelamento de umidade
- Absorvendo moléculas de água
Usos Industriais
- Borracha vulcanizante
- Aplicações de química analítica
- Processos de secagem e reação
- Processamento de cerâmicas
- Matriz de polímero
- Modificação de superfície
- Processamento de vapor químico
- Processamento de pó
- Esterilizando produtos farmacêuticos
- Síntese química
- Remediação de resíduos
- Transmissão de energia
- Perfuração de túnel
- Quebra de rocha / concreto
- Quebrando camadas de carvão
- Cura de cimento
- Iluminação RF
- Reatores de fusão
- Sistemas de negação ativos
Técnicas de processamento de semicondutores
- Gravura de íon reativo
- Deposição de vapor químico
Espectroscopia
- Espectroscopia de Ressonância Paramagnética Eletrônica (EPR ou ESR)
- Para saber sobre elétrons desemparelhados em produtos químicos
- Para conhecer os radicais livres nos materiais
- Química do elétron
Aplicações Médicas
- Monitorando batimento cardíaco
- Detecção de água no pulmão
- Detecção de tumor
- Hipertermia regional
- Aplicações terapêuticas
- Aquecimento local
- Angioplasty
- Tomografia micro-ondas
- Imagens acústicas de microondas
Para qualquer onda se propagar, é necessário um meio. As linhas de transmissão, que são de diferentes tipos, são utilizadas para a propagação de Microondas. Vamos aprender sobre eles no próximo capítulo.
UMA transmission lineé um conector que transmite energia de um ponto a outro. O estudo da teoria da linha de transmissão é útil no uso eficaz de energia e equipamentos.
Existem basicamente quatro tipos de linhas de transmissão -
- Linhas de transmissão paralelas de dois fios
- Linhas coaxiais
- Linhas de transmissão de substrato do tipo faixa
- Waveguides
Durante a transmissão ou recepção, a transferência de energia deve ser feita de forma eficaz, sem desperdício de energia. Para conseguir isso, existem alguns parâmetros importantes que devem ser considerados.
Parâmetros principais de uma linha de transmissão
Os parâmetros importantes de uma linha de transmissão são resistência, indutância, capacitância e condutância.
Resistência e indutância juntas são chamadas de linha de transmissão impedance.
Capacitância e condutância juntas são chamadas de admittance.
Resistência
A resistência oferecida pelo material com o qual são feitas as linhas de transmissão será considerável, principalmente para linhas mais curtas. Conforme a corrente da linha aumenta, a perda ôhmica $ \ left (I ^ {2} R \: loss \ right) $ também aumenta.
A resistência $R$ de um condutor de comprimento "$l$" e seção transversal "$a$" é representado como
$$ R = \ rho \ frac {l} {a} $$
Onde
?? $ \ rho $ = resistividade do material condutor, que é constante.
A temperatura e a frequência da corrente são os principais fatores que afetam a resistência de uma linha. A resistência de um condutor varia linearmente com a mudança de temperatura. Ao passo que, se a frequência da corrente aumentar, a densidade da corrente em direção à superfície do condutor também aumenta. Caso contrário, a densidade de corrente em direção ao centro do condutor aumenta.
Isso significa que, quanto mais a corrente flui em direção à superfície do condutor, ela flui menos em direção ao centro, que é conhecido como o Skin Effect.
Indutância
Em uma linha de transmissão CA, a corrente flui sinusoidalmente. Essa corrente induz um campo magnético perpendicular ao campo elétrico, que também varia senoidalmente. Isso é bem conhecido como lei de Faraday. Os campos são representados na figura a seguir.
Este campo magnético variável induz algum EMF no condutor. Agora, essa tensão induzida ou EMF flui na direção oposta à corrente que flui inicialmente. Este EMF fluindo na direção oposta é mostrado de forma equivalente por um parâmetro conhecido comoInductance, que é a propriedade de se opor à mudança na corrente.
É denotado por "L". A unidade de medida é"Henry(H)"
Condutância
Haverá uma fuga de corrente entre a linha de transmissão e o solo, e também entre os condutores de fase. Essa pequena quantidade de corrente de fuga geralmente flui pela superfície do isolador. O inverso desta corrente de fuga é denominado comoConductance. É denotado por "G"
O fluxo da corrente de linha está associado à indutância e a diferença de tensão entre os dois pontos está associada à capacitância. A indutância está associada ao campo magnético, enquanto a capacitância está associada ao campo elétrico.
Capacitância
A diferença de tensão entre o Phase conductorsdá origem a um campo elétrico entre os condutores. Os dois condutores são como placas paralelas e o ar entre eles se torna dielétrico. Este padrão dá origem ao efeito de capacitância entre os condutores.
Impedância característica
Se uma linha de transmissão uniforme sem perdas for considerada, para uma onda viajando em uma direção, a razão das amplitudes de tensão e corrente ao longo dessa linha, que não tem reflexos, é chamada de Characteristic impedance.
É denotado por $ Z_0 $
$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {voltagem \: \: onda \: \: valor} {corrente \: \: onda \: \: valor}} $$
$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {R + jwL} {G + jwC}} $$
Para uma linha sem perdas, $ R_0 = \ sqrt {\ frac {L} {C}} $
Onde $ L $ e $ C $ são a indutância e capacitância por unidade de comprimento.
Impedância
Para atingir a transferência de potência máxima para a carga, o casamento de impedância deve ser feito. Para obter esse casamento de impedância, as seguintes condições devem ser atendidas.
A resistência da carga deve ser igual à da fonte.
$$ R_L = R_S $$
A reatância da carga deve ser igual à da fonte, mas de sinal oposto.
$$ X_L = -X_S $$
O que significa que, se a fonte for indutiva, a carga deve ser capacitiva e vice-versa.
Coeficiente de reflexão
O parâmetro que expressa a quantidade de energia refletida devido à incompatibilidade de impedância em uma linha de transmissão é chamado de Reflection coefficient. É indicado por $ \ rho $(rho).
Pode ser definido como "a relação entre a tensão refletida e a tensão incidente nos terminais de carga".
$$ \ rho = \ frac {refletido \: voltagem} {incidente \: voltagem} = \ frac {V_r} {V_i} \: em \: carga \: terminais $$
Se a impedância entre o dispositivo e a linha de transmissão não coincidir, a energia será refletida. Quanto maior a energia refletida, maior será o valor do coeficiente de reflexão $ \ rho $.
Taxa de onda estacionária de tensão (VSWR)
A onda estacionária é formada quando a onda incidente é refletida. A onda estacionária que se forma contém alguma voltagem. A magnitude das ondas estacionárias pode ser medida em termos de proporções das ondas estacionárias.
A relação entre a tensão máxima e a tensão mínima em uma onda estacionária pode ser definida como Voltage Standing Wave Ratio (VSWR). É denotado por "$ S $".
$$ S = \ frac {\ left | V_ {max} \ right |} {\ left | V_ {min} \ right |} \ quad 1 \: \ leq S \ leq \ infty $$
VSWR descreve o padrão de onda estacionária de tensão que está presente na linha de transmissão devido à adição e subtração de fase das ondas incidentes e refletidas.
Portanto, também pode ser escrito como
$$ S = \ frac {1 + \ rho} {1 - \ rho} $$
Quanto maior a diferença de impedância, maior será a amplitude da onda estacionária. Portanto, se a impedância for combinada perfeitamente,
$$ V_ {max}: V_ {min} = 1: 1 $$
Portanto, o valor para VSWR é unitário, o que significa que a transmissão é perfeita.
Eficiência das Linhas de Transmissão
A eficiência das linhas de transmissão é definida como a relação entre a potência de saída e a potência de entrada.
$ \% \: eficiência \: de \: transmissão \: linha \: \ eta = \ frac {Energia \: entregue \: em \: recepção} {Energia \: enviada \: de \: a \: transmissão \: fim} \ vezes 100 $
Regulação de tensão
A regulação da tensão é definida como a mudança na magnitude da tensão entre os terminais de envio e recebimento da linha de transmissão.
$ \% \: tensão \: regulação = \ frac {enviando \: fim \: tensão - \: recebendo \: fim \: tensão} {enviando \: fim \: tensão} \ vezes 100 $
Perdas devido a incompatibilidade de impedância
A linha de transmissão, se não for terminada com uma carga casada, ocorre em perdas. Essas perdas são de muitos tipos, como perda de atenuação, perda de reflexão, perda de transmissão, perda de retorno, perda de inserção, etc.
Perda de atenuação
A perda que ocorre devido à absorção do sinal na linha de transmissão é denominada como perda de atenuação, que é representada como
$$ Atenuação \: perda (dB) = 10 \: log_ {10} \ esquerda [\ frac {E_i - E_r} {E_t} \ direita] $$
Onde
$ E_i $ = a energia de entrada
$ E_r $ = a energia refletida da carga para a entrada
$ E_t $ = a energia transmitida para a carga
Perda de reflexão
A perda que ocorre devido à reflexão do sinal devido à incompatibilidade de impedância da linha de transmissão é denominada como perda de reflexão, que é representada como
$$ Reflexão \: perda (dB) = 10 \: log_ {10} \ esquerda [\ frac {E_i} {E_i - E_r} \ direita] $$
Onde
$ E_i $ = a energia de entrada
$ E_r $ = a energia refletida da carga
Perda de transmissão
A perda que ocorre durante a transmissão através da linha de transmissão é denominada como perda de transmissão, que é representada como
$$ Transmissão \: perda (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_i} {E_t} $$
Onde
$ E_i $ = a energia de entrada
$ E_t $ = a energia transmitida
Perda de retorno
A medida da potência refletida pela linha de transmissão é denominada perda de retorno, que é representada como
$$ Retorno \: perda (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_i} {E_r} $$
Onde
$ E_i $ = a energia de entrada
$ E_r $ = a energia refletida
Perda de inserção
A perda que ocorre devido à transferência de energia usando uma linha de transmissão em comparação com a transferência de energia sem uma linha de transmissão é denominada como perda de inserção, que é representada como
$$ Inserção \: perda (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_1} {E_2} $$
Onde
$ E_1 $ = a energia recebida pela carga quando conectada diretamente à fonte, sem linha de transmissão.
$ E_2 $ = a energia recebida pela carga quando a linha de transmissão é conectada entre a carga e a fonte.
Stub Matching
Se a impedância da carga não corresponder à impedância da fonte, às vezes é usado um método denominado "Stub Matching" para obter a correspondência.
O processo de conectar as seções de linhas abertas ou em curto-circuito chamado stubs no shunt com a linha principal em algum ponto ou pontos, pode ser denominado como Stub Matching.
Em frequências de microondas mais altas, basicamente duas técnicas de correspondência de stub são empregadas.
Correspondência de Stub Simples
Na correspondência de esboço simples, um esboço de determinado comprimento fixo é colocado a alguma distância da carga. É usado apenas para uma frequência fixa, pois para qualquer alteração na frequência é necessário alterar a localização do stub, o que não é feito. Este método não é adequado para linhas coaxiais.
Correspondência de Stub Duplo
Na combinação de pino duplo, dois tocos de comprimento variável são fixados em certas posições. Conforme a carga muda, apenas os comprimentos dos stubs são ajustados para obter correspondência. Isso é amplamente utilizado na prática de laboratório como um dispositivo de combinação de frequência única.
As figuras a seguir mostram a aparência das correspondências de stub.
A correspondência de um único stub e a dupla correspondência de stub, conforme mostrado nas figuras acima, são feitas nas linhas de transmissão para obter a correspondência de impedância.
Uma onda possui campos elétricos e magnéticos. Todos os componentes transversais dos campos elétricos e magnéticos são determinados a partir dos componentes axiais do campo elétrico e magnético, na direção z. Isso permite formações de modo, como TE, TM, TEM e Híbrido em microondas. Vamos dar uma olhada nos tipos de modos.
A direção dos componentes do campo elétrico e magnético ao longo de três direções perpendiculares entre si x, y e z são mostradas na figura a seguir.
Tipos de Modos
Os modos de propagação das microondas são -
TEM (Onda Eletromagnética Transversa)
Neste modo, os campos elétrico e magnético são puramente transversais à direção de propagação. Não há componentes na direção $ 'Z' $.
$$ E_z = 0 \: e \: H_z = 0 $$
TE (onda elétrica transversal)
Neste modo, o campo elétrico é puramente transversal à direção de propagação, enquanto o campo magnético não é.
$$ E_z = 0 \: e \: H_z \ ne 0 $$
TM (onda magnética transversal)
Neste modo, o campo magnético é puramente transversal à direção de propagação, enquanto o campo elétrico não é.
$$ E_z \ ne 0 \: e \: H_z = 0 $$
HE (onda híbrida)
Neste modo, nem o campo elétrico nem o magnético são puramente transversais à direção de propagação.
$$ E_z \ ne 0 \: e \: H_z \ ne 0 $$
Linhas multicondutores normalmente suportam o modo de propagação TEM, pois a teoria das linhas de transmissão é aplicável apenas àqueles sistemas de condutores que têm um caminho de ida e volta, ou seja, aqueles que podem suportar uma onda TEM.
Os guias de onda são linhas de condutor único que permitem os modos TE e TM, mas não o modo TEM. Guias de condutor abertas suportam ondas híbridas. Os tipos de linhas de transmissão são discutidos no próximo capítulo.
As linhas de transmissão convencionais de fio aberto não são adequadas para transmissão de microondas, pois as perdas de radiação seriam altas. Nas frequências de micro-ondas, as linhas de transmissão empregadas podem ser amplamente classificadas em três tipos. Eles são -
- Linhas multicondutoras
- Linhas coaxiais
- Tiras de linhas
- Micro linhas de tira
- Linhas de slot
- Linhas coplanares, etc.
- Linhas de condutor único (guias de ondas)
- Guia de ondas retangulares
- Guias de ondas circulares
- Guias de ondas elípticas
- Guias de onda de estria única
- Guias de ondas duplas, etc.
- Estruturas de limite aberto
- Varas dielétricas
- Abra guias de ondas, etc.
Linhas Multi-condutor
As linhas de transmissão que possuem mais de um condutor são chamadas de linhas multicondutoras.
Linhas Coaxiais
Este é usado principalmente para aplicações de alta frequência.
Uma linha coaxial consiste em um condutor interno com diâmetro interno de, em seguida, um material isolante cilíndrico concêntrico ao seu redor. Este é rodeado por um condutor externo, que é um cilindro concêntrico com um diâmetro internoD. Essa estrutura é bem compreendida observando-se a figura a seguir.
O modo fundamental e dominante em cabos coaxiais é o modo TEM. Não há frequência de corte no cabo coaxial. Ele passa todas as frequências. No entanto, para frequências mais altas, algum modo não-TEM de ordem superior começa a se propagar, causando muita atenuação.
Tiras de linhas
Estas são as linhas de transmissão planas, usadas em frequências de 100 MHz a 100 GHz.
UMA Strip line consiste em uma fina faixa condutora central de largura ω que é maior que sua espessura t. É colocado dentro do substrato dielétrico de baixa perda (ε r ) de espessura b / 2 entre duas placas de aterramento largas. A largura das placas de aterramento é cinco vezes maior do que o espaçamento entre as placas.
A espessura do condutor central metálico e a espessura dos planos de aterramento metálicos são iguais. A figura a seguir mostra a vista em corte transversal da estrutura da linha de tiras.
O modo fundamental e dominante nas linhas de faixa é o modo TEM. Parab<λ/2, não haverá propagação na direção transversal. A impedância de uma linha de tira é inversamente proporcional à proporção da larguraω do condutor interno à distância b entre os planos terrestres.
Micro Strip Lines
A linha de fita tem a desvantagem de não ser acessível para ajuste e afinação. Isso é evitado em linhas de microfaixas, que permitem a montagem de dispositivos ativos ou passivos e também permitem fazer pequenos ajustes após a fabricação do circuito.
Uma linha de micro tira é uma linha de transmissão de placa paralela assimétrica, tendo substrato dielétrico que tem um aterramento metalizado na parte inferior e uma fina tira condutora no topo com espessura 't'e largura'ω'. Isso pode ser entendido dando uma olhada na figura a seguir, que mostra uma linha de micro tira.
A impedância característica de uma micro tira é uma função da largura da linha da tira (ω), espessura (t) e a distância entre a linha e o plano de terra (h). As linhas de microfitas são de muitos tipos, como linhas de transmissão de microfaixas incorporadas, microfaixas invertidas, microfaixas suspensas e microfaixas com fenda.
Além dessas, algumas outras linhas TEM, como linhas de tiras paralelas e linhas de tiras coplanares, também têm sido usadas para circuitos integrados de microondas.
Outras Linhas
UMA Parallel Strip lineé semelhante a uma linha de transmissão de dois condutores. Ele pode suportar o modo quase TEM. A figura a seguir explica isso.
UMA Coplanar strip lineé formada por duas tiras condutoras com uma tira aterrada, ambas sendo colocadas na mesma superfície do substrato, para conexões convenientes. A figura a seguir explica isso.
UMA Slot line transmission line, consiste em uma fenda ou lacuna em um revestimento condutor sobre um substrato dielétrico e este processo de fabricação é idêntico ao das linhas de microfitas. A seguir está sua representação diagramática.
Um guia de ondas coplanar consiste em uma tira de filme metálico fino que é depositado na superfície de uma placa dielétrica. Esta placa tem dois eletrodos adjacentes e paralelos à tira na mesma superfície. A figura a seguir explica isso.
Todas essas linhas de microfitas são usadas em aplicações de micro-ondas, onde o uso de linhas de transmissão volumosas e caras para fabricar será uma desvantagem.
Estruturas de limite aberto
Eles também podem ser declarados como Open Electromagnetic Waveguides. Um guia de ondas que não está totalmente fechado em uma blindagem de metal pode ser considerado um guia de ondas aberto. O espaço livre também é considerado uma espécie de guia de ondas aberto.
Um guia de ondas aberto pode ser definido como qualquer dispositivo físico com simetria axial longitudinal e seção transversal ilimitada, capaz de guiar ondas eletromagnéticas. Eles possuem um espectro que não é mais discreto. Linhas de microfitas e fibras ópticas também são exemplos de guias de onda abertos.
Geralmente, se a frequência de um sinal ou de uma determinada banda de sinais for alta, a utilização da largura de banda é alta, pois o sinal fornece mais espaço para outros sinais se acumularem. No entanto, os sinais de alta frequência não podem viajar distâncias mais longas sem serem atenuados. Estudamos que as linhas de transmissão ajudam os sinais a percorrer distâncias maiores.
As micro-ondas se propagam através de circuitos, componentes e dispositivos de micro-ondas, que atuam como parte das linhas de transmissão de micro-ondas, amplamente chamadas de guias de ondas.
Um tubo metálico oco de seção transversal uniforme para transmitir ondas eletromagnéticas por reflexões sucessivas das paredes internas do tubo é chamado de Waveguide.
A figura a seguir mostra um exemplo de guia de ondas.
Um guia de ondas é geralmente preferido em comunicações de microondas. Guia de ondas é uma forma especial de linha de transmissão, que é um tubo oco de metal. Ao contrário de uma linha de transmissão, um guia de ondas não tem condutor central.
As principais características de um guia de ondas são -
A parede do tubo fornece indutância distribuída.
O espaço vazio entre as paredes do tubo fornece capacitância distribuída.
Estes são volumosos e caros.
Vantagens dos guias de ondas
A seguir estão algumas vantagens dos guias de onda.
Os guias de ondas são fáceis de fabricar.
Eles podem lidar com uma potência muito grande (em quilo watts).
A perda de potência é muito insignificante em guias de onda.
Eles oferecem perdas muito baixas (baixo valor de atenuação alfa).
Quando a energia de microondas viaja através do guia de onda, ela experimenta perdas menores do que um cabo coaxial.
Tipos de guias de ondas
Existem cinco tipos de guias de ondas.
- Guia de onda retangular
- Guia de onda circular
- Guia de ondas elíptico
- Guia de onda de sulco único
- Guia de ondas duplo
As figuras a seguir mostram os tipos de guias de onda.
Os tipos de guias de ondas mostrados acima são ocos no centro e feitos de paredes de cobre. Eles têm um revestimento fino de Au ou Ag na superfície interna.
Vamos agora comparar as linhas de transmissão e os guias de onda.
Linhas de transmissão x guias de onda
A principal diferença entre uma linha de transmissão e um guia de ondas é -
UMA two conductor structure que pode suportar uma onda TEM é uma linha de transmissão.
UMA one conductor structure que pode suportar uma onda TE ou uma onda TM, mas não uma onda TEM, é chamada de guia de ondas.
A tabela a seguir mostra as diferenças entre linhas de transmissão e guias de onda.
Linhas de transmissão | Waveguides |
---|---|
Suporta onda TEM | Não é compatível com a onda TEM |
Todas as frequências podem passar | Apenas as frequências que são maiores do que a frequência de corte podem passar |
Transmissão de dois condutores | Transmissão de um condutor |
Os reflexos são menos | Uma onda viaja através de reflexos das paredes do guia de ondas |
Tem uma impedância característica | Tem impedância de onda |
A propagação de ondas está de acordo com a "teoria do circuito" | A propagação de ondas está de acordo com a "teoria de campo" |
Tem um condutor de retorno à terra | O condutor de retorno não é necessário, pois o corpo do guia de ondas atua como terra |
A largura de banda não é limitada | A largura de banda é limitada |
Ondas não se dispersam | Ondas se dispersam |
Velocidade de Fase
Velocidade de fase é a taxa na qual a onda muda sua fase para passar por uma mudança de fase de 2πradianos. Pode ser entendido como a mudança na velocidade dos componentes da onda de uma onda senoidal, quando modulada.
Vamos derivar uma equação para a velocidade da fase.
De acordo com a definição, a taxa de mudança de fase em 2π radianos deve ser considerado.
Que significa, $λ$ / $T$ conseqüentemente,
$$ V = \ frac {\ lambda} {T} $$
Onde,
$ λ $ = comprimento de onda e $ T $ = tempo
$$ V = \ frac {\ lambda} {T} = \ lambda f $$
Já que $ f = \ frac {1} {T} $
Se multiplicarmos o numerador e denominador por 2π então nós temos
$$ V = \ lambda f = \ frac {2 \ pi \ lambda f} {2 \ pi} $$
Sabemos que $ \ omega = 2 \ pi f $ and $ \ beta = \ frac {2 \ pi} {f} $
A equação acima pode ser escrita como,
$$ V = \ frac {2 \ pi f} {\ frac {2 \ pi} {\ lambda}} = \ frac {\ omega} {\ beta} $$
Portanto, a equação para a velocidade de fase é representada como
$$ V_p = \ frac {\ omega} {\ beta} $$
Velocidade do Grupo
A velocidade do grupo pode ser definida como a taxa na qual a onda se propaga através do guia de ondas. Isso pode ser entendido como a taxa na qual um envelope modulado viaja em comparação com o portador sozinho. Esta onda modulada viaja através do guia de ondas.
A equação da Velocidade do Grupo é representada como
$$ V_g = \ frac {d \ omega} {d \ beta} $$
A velocidade do envelope modulado é geralmente mais lenta do que o sinal da portadora.
Neste capítulo, discutiremos sobre os componentes de microondas, como transistores de microondas e diferentes tipos de diodos.
Transistores de microondas
É necessário desenvolver transistores especiais para tolerar as frequências de microondas. Portanto, para aplicações de microondas,silicon n-p-n transistorsque podem fornecer poderes adequados em frequências de microondas foram desenvolvidos. Eles estão normalmente com 5 watts em uma frequência de 3GHz com um ganho de 5dB. Uma vista em seção transversal de tal transistor é mostrada na figura a seguir.
Construção de transistores de micro-ondas
A n tipo de camada epitaxial é cultivada em n+substrato que constitui o coletor. Nistonregião, uma camada de SiO2 é crescida termicamente. UMAp-base e fortemente dopado n-emitterssão difundidos na base. As aberturas são feitas em óxido para contatos ôhmicos. As conexões são feitas em paralelo.
Esses transistores têm uma geometria de superfície categorizada como interdigitada, sobreposta ou matriz. Esses formulários são mostrados na figura a seguir.
Os transistores de potência empregam todas as três geometrias de superfície.
Transistores de sinal pequenos empregam geometria de superfície interdigitada. A estrutura interdigitada é adequada para aplicações de pequenos sinais nas bandas L, S e C.
A geometria da matriz às vezes é chamada de malha ou grade emissora. As estruturas de sobreposição e matriz são úteis como dispositivos de energia nas regiões UHF e VHF.
Operação de transistores de micro-ondas
Em um transistor de micro-ondas, inicialmente as junções base do emissor e base do coletor são polarizadas reversamente. Na aplicação de um sinal de microondas, a junção emissor-base torna-se polarizada para frente. Se ump-n-pSe o transistor for considerado, a aplicação do pico positivo do sinal polariza a junção da base do emissor, fazendo com que os orifícios derivem para a base negativa fina. Os orifícios aceleram ainda mais para o terminal negativo da tensão de polarização entre o coletor e os terminais de base. Uma carga conectada ao coletor recebe um pulso de corrente.
Dispositivos de estado sólido
A classificação de dispositivos de micro-ondas de estado sólido pode ser feita -
Dependendo de seu comportamento elétrico
-
Tipo de resistência não linear.
Exemplo - Varistores (resistências variáveis)
-
Tipo de reatância não linear.
Exemplo - Varactores (reatores variáveis)
-
Tipo de resistência negativa.
Exemplo - diodo túnel, diodo Impatt, diodo Gunn
-
Tipo de impedância controlável.
Exemplo - diodo PIN
-
- Dependendo de sua construção
- Diodos de contato pontuais
- Diodos de barreira Schottky
- Dispositivos semicondutores de óxido de metal (MOS)
- Dispositivos de isolamento de metal
Os tipos de diodos que mencionamos aqui têm muitos usos, como amplificação, detecção, geração de energia, mudança de fase, conversão para baixo, conversão para cima, modulação de limitação, comutação, etc.
Diodo Varactor
Uma capacitância variável de tensão de uma junção polarizada reversa pode ser denominada como um diodo Varactor. O diodo varator é um dispositivo semicondutor no qual a capacitância da junção pode ser variada em função da polarização reversa do diodo. As características CV de um diodo Varactor típico e seus símbolos são mostrados na figura a seguir.
A capacitância da junção depende da tensão aplicada e do projeto da junção. Nós sabemos isso,
$$ C_j \: \ alpha \: V_ {r} ^ {- n} $$
Onde
$ C_j $ = Capacitância da junção
$ V_r $ = Tensão de polarização reversa
$n$ = Um parâmetro que decide o tipo de junção
Se a junção for polarizada reversamente, as portadoras móveis esgotam a junção, resultando em alguma capacitância, onde o diodo se comporta como um capacitor, com a junção atuando como um dielétrico. A capacitância diminui com o aumento da polarização reversa.
O encapsulamento do diodo contém condutores elétricos que são anexados ao wafer semicondutor e um condutor anexado à caixa de cerâmica. A figura a seguir mostra a aparência de um diodo Varactor de microondas.
Eles são capazes de lidar com grandes potências e grandes tensões de ruptura reversa. Estes têm baixo ruído. Embora a variação na capacitância da junção seja um fator importante neste diodo, resistências parasitas, capacitâncias e condutâncias estão associadas a cada diodo prático, que deve ser mantido baixo.
Aplicações do Diodo Varactor
Diodos Varactor são usados nas seguintes aplicações -
- Conversão para cima
- Amplificador paramétrico
- Geração de pulso
- Moldagem de pulso
- Circuitos de comutação
- Modulação de sinais de microondas
Schottky Barrier Diode
Este é um diodo simples que exibe impedância não linear. Esses diodos são usados principalmente para detecção e mistura de microondas.
Construção do Diodo de Barreira Schottky
Um pellet semicondutor é montado em uma base de metal. Um fio com mola é conectado com uma ponta afiada a esta pelota de silício. Isso pode ser facilmente montado em linhas coaxiais ou de guia de onda. A figura a seguir dá uma imagem clara da construção.
Operação do Diodo de Barreira Schottky
Com o contato entre o semicondutor e o metal, uma região de depleção é formada. A região de metal tem largura de depleção menor, comparativamente. Quando o contato é feito, o fluxo de elétrons ocorre do semicondutor para o metal. Esse esgotamento cria uma carga espacial positiva no semicondutor e o campo elétrico se opõe ao fluxo adicional, o que leva à criação de uma barreira na interface.
Durante a polarização direta, a altura da barreira é reduzida e os elétrons são injetados no metal, enquanto durante a polarização reversa, a altura da barreira aumenta e a injeção de elétrons quase pára.
Vantagens do diodo de barreira Schottky
Estas são as vantagens a seguir.
- Baixo custo
- Simplicity
- Reliable
- Números de ruído 4 a 5dB
Aplicações do diodo de barreira Schottky
Estes são os seguintes aplicativos.
- Misturador de baixo ruído
- Misturador equilibrado em radar de onda contínua
- Detector de microondas
Dispositivos de efeito Gunn
JB Gunn descobriu flutuações periódicas da corrente que passa pelo n-type GaAsamostra quando a tensão aplicada excedeu um certo valor crítico. Nestes diodos, existem dois vales,L & U valleysna banda de condução e a transferência de elétrons ocorre entre eles, dependendo do campo elétrico aplicado. Este efeito da inversão da população do vale L inferior para o vale U superior é chamadoTransfer Electron Effect e, portanto, são chamados de Transfer Electron Devices (TEDs).
Aplicações de Gunn Diodes
Os diodos Gunn são amplamente usados nos seguintes dispositivos -
- Transmissores de radar
- Transponders no controle de tráfego aéreo
- Sistemas de telemetria industrial
- Osciladores de potência
- Circuitos lógicos
- Amplificador linear de banda larga
O processo de haver um atraso entre a tensão e a corrente, em avalanche junto com o tempo de trânsito, através do material é chamado de resistência Negativa. Os dispositivos que ajudam a fazer um diodo exibir essa propriedade são chamados deAvalanche transit time devices.
Os exemplos de dispositivos que estão nesta categoria são os diodos IMPATT, TRAPATT e BARITT. Vamos dar uma olhada em cada um deles, em detalhes.
Diodo IMPATT
Este é um diodo semicondutor de alta potência, usado em aplicações de microondas de alta frequência. O IMPATT completo éIMPact ionization Avalanche Transit Time diode.
Um gradiente de tensão, quando aplicado ao diodo IMPATT, resulta em uma alta corrente. Um diodo normal acabará por quebrar por isso. No entanto, o diodo IMPATT foi desenvolvido para suportar tudo isso. Um gradiente de alto potencial é aplicado para polarizar o diodo e, portanto, os portadores minoritários fluem através da junção.
A aplicação de uma tensão RF AC se sobreposta a uma alta tensão DC, o aumento da velocidade de buracos e elétrons resulta em buracos e elétrons adicionais, batendo-os para fora da estrutura cristalina por ionização de impacto. Se o campo DC original aplicado estava no limiar de desenvolver esta situação, ele leva à multiplicação da corrente de avalanche e este processo continua. Isso pode ser entendido pela figura a seguir.
Devido a este efeito, o pulso de corrente muda de fase de 90 °. No entanto, em vez de estar lá, ele se move em direção ao cátodo devido à polarização reversa aplicada. O tempo que leva para o pulso atingir o cátodo depende da espessura don+camada, que é ajustada para fazer um deslocamento de fase de 90 °. Agora, está provado que existe uma resistência negativa RF dinâmica. Portanto, o diodo IMPATT atua tanto como um oscilador quanto como um amplificador.
A figura a seguir mostra os detalhes de construção de um diodo IMPATT.
A eficiência do diodo IMPATT é representada como
$$ \ eta = \ left [\ frac {P_ {ac}} {P_ {dc}} \ right] = \ frac {V_a} {V_d} \ left [\ frac {I_a} {I_d} \ right] $$
Onde,
$ P_ {ac} $ = energia CA
$ P_ {dc} $ = potência DC
$ V_a \: \ & \: I_a $ = tensão e corrente AC
$ V_d \: \ & \: I_d $ = tensão e corrente DC
Desvantagens
A seguir estão as desvantagens do diodo IMPATT.
- É barulhento porque a avalanche é um processo barulhento
- A faixa de sintonia não é tão boa quanto nos diodos Gunn
Formulários
A seguir estão as aplicações do diodo IMPATT.
- Oscilador de microondas
- Geradores de microondas
- Oscilador de saída modulada
- Oscilador local do receptor
- Amplificações de resistência negativa
- Redes de alarme de intrusão (alto Q IMPATT)
- Radar da polícia (Q alto IMPATT)
- Transmissor de microondas de baixa potência (alto Q IMPATT)
- Transmissor de telecomunicações FM (baixo Q IMPATT)
- Transmissor radar Doppler CW (baixo Q IMPATT)
Diodo TRAPATT
A forma completa do diodo TRAPATT é TRApped Plasma Avalanche Triggered Transit diode. Um gerador de microondas que opera entre centenas de MHz a GHz. Estes são diodos de alta potência de pico geralmenten+- p-p+ ou p+-n-n+estruturas com região de depleção do tipo n, largura variando de 2,5 a 1,25 µm. A figura a seguir mostra isso.
Os elétrons e buracos presos na região de baixo campo atrás da zona, são feitos para preencher a região de depleção no diodo. Isso é feito por uma região de avalanche de alto campo que se propaga através do diodo.
A figura a seguir mostra um gráfico no qual AB mostra o carregamento, o BC mostra a formação do plasma, o DE mostra a extração do plasma, o EF mostra a extração residual e o FG mostra o carregamento.
Vamos ver o que acontece em cada um dos pontos.
A:A tensão no ponto A não é suficiente para que ocorra a quebra da avalanche. Em A, os portadores de carga devido à geração térmica resultam no carregamento do diodo como uma capacitância linear.
A-B:Nesse ponto, a magnitude do campo elétrico aumenta. Quando um número suficiente de portadores é gerado, o campo elétrico é deprimido em toda a região de depleção, fazendo com que a voltagem diminua de B para C.
C:Essa carga ajuda a avalanche a continuar e um plasma denso de elétrons e buracos é criado. O campo é ainda mais deprimido para não permitir que os elétrons ou buracos saiam da camada de depleção e aprisiona o plasma restante.
D: A voltagem diminui no ponto D. Um longo tempo é necessário para limpar o plasma, pois a carga total do plasma é grande em comparação com a carga por unidade de tempo na corrente externa.
E:No ponto E, o plasma é removido. Cargas residuais de buracos e elétrons permanecem cada uma em uma extremidade da camada de deflexão.
E to F: A tensão aumenta à medida que a carga residual é removida.
F: No ponto F, toda a carga gerada internamente é removida.
F to G: O diodo carrega como um capacitor.
G:No ponto G, a corrente do diodo chega a zero por meio período. A tensão permanece constante, conforme mostrado no gráfico acima. Este estado continua até que a corrente volte e o ciclo se repita.
A velocidade da zona de avalanche $ V_s $ é representada como
$$ V_s = \ frac {dx} {dt} = \ frac {J} {qN_A} $$
Onde
$J$ = Densidade atual
$q$= Carga de elétron 1,6 x 10 -19
$ N_A $ = concentração de doping
A zona de avalanche irá rapidamente varrer a maior parte do diodo e o tempo de trânsito dos portadores é representado como
$$ \ tau_s = \ frac {L} {V_s} $$
Onde
$ V_s $ = Velocidade de deriva da portadora saturada
$ L $ = Comprimento do espécime
O tempo de trânsito calculado aqui é o tempo entre a injeção e a coleta. A ação repetida aumenta a saída para torná-lo um amplificador, enquanto um filtro passa-baixo de micro-ondas conectado em derivação com o circuito pode fazê-lo funcionar como um oscilador.
Formulários
Existem muitas aplicações desse diodo.
- Radares Doppler de baixa potência
- Oscilador local para radares
- Sistema de pouso de farol de microondas
- Rádio altímetro
- Radar de matriz de fases, etc.
Diodo BARITT
A forma completa de BARITT Diode is BARrier Injection Transit Time diode. Estas são as últimas invenções desta família. Embora esses diodos tenham regiões de deriva longas como os diodos IMPATT, a injeção de portadores nos diodos BARITT é causada por junções polarizadas para frente, mas não do plasma de uma região de avalanche como nelas.
Nos diodos IMPATT, a injeção do portador é bastante ruidosa devido à ionização por impacto. Nos diodos BARITT, para evitar o ruído, a injeção de portador é fornecida por punção através da região de depleção. A resistência negativa em um diodo BARITT é obtida por conta do deslocamento dos orifícios injetados para a extremidade do coletor do diodo, feito de material do tipo p.
A figura a seguir mostra os detalhes de construção de um diodo BARITT.
Para m-n-m Diodo BARITT, Ps-Si A barreira Schottky contata metais com n-type Si waferentre. Um rápido aumento na corrente com a voltagem aplicada (acima de 30 V) é devido à injeção do orifício termiônico no semicondutor.
A tensão crítica $ (Vc) $ depende da constante de dopagem $ (N) $, comprimento do semicondutor $ (L) $ e a permissividade dielétrica do semicondutor $ (\ epsilon S) $ representada como
$$ V_c = \ frac {qNL ^ 2} {2 \ epsilon S} $$
Circuito integrado de micro-ondas monolítico (MMIC)
Os CIs de micro-ondas são a melhor alternativa ao guia de ondas convencional ou aos circuitos coaxiais, pois são de baixo peso, tamanho pequeno, alta confiabilidade e reprodutibilidade. Os materiais básicos usados para circuitos integrados de micro-ondas monolíticos são -
- Material de substrato
- Material condutor
- Filmes dielétricos
- Filmes resistivos
Eles são escolhidos para ter características ideais e alta eficiência. O substrato no qual os elementos do circuito são fabricados é importante, pois a constante dielétrica do material deve ser alta com baixo fator de dissipação, juntamente com outras características ideais. Os materiais de substrato usados são GaAs, ferrite / granada, alumínio, berílio, vidro e rutilo.
O material condutor é escolhido para ter alta condutividade, baixo coeficiente de resistência à temperatura, boa adesão ao substrato e gravação, etc. Alumínio, cobre, ouro e prata são usados principalmente como materiais condutores. Os materiais dielétricos e resistivos são escolhidos para ter baixa perda e boa estabilidade.
Tecnologia de Fabricação
Em circuitos integrados híbridos, os dispositivos semicondutores e elementos de circuito passivos são formados em um substrato dielétrico. Os circuitos passivos são elementos distribuídos ou agrupados, ou uma combinação de ambos.
Os circuitos integrados híbridos são de dois tipos.
- IC híbrido
- CI Híbrido Miniatura
Em ambos os processos acima, o IC híbrido usa os elementos de circuito distribuídos que são fabricados no IC usando uma técnica de metalização de camada única, enquanto o IC híbrido miniatura usa elementos de vários níveis.
A maioria dos circuitos analógicos usa tecnologia de mesoisolamento para isolar áreas ativas do tipo n usadas para FETs e diodos. Os circuitos planos são fabricados por meio da implantação de íons em substrato semi-isolante e, para fornecer isolamento, as áreas são mascaradas.
"Via hole"A tecnologia é utilizada para conectar a fonte com os eletrodos fonte conectados ao solo, em um FET de GaAs, que é mostrado na figura a seguir.
Existem muitas aplicações de MMICs.
- Comunicação militar
- Radar
- ECM
- Sistemas de antena de matriz de fase
- Espalhamento de espectro e sistemas TDMA
Eles são econômicos e também usados em muitas aplicações de consumo doméstico, como DTH, telecomunicações e instrumentação, etc.
Assim como outros sistemas, os sistemas de micro-ondas consistem em muitos componentes de micro-ondas, principalmente com fonte em uma extremidade e carga na outra, que estão todos conectados com guias de ondas ou cabos coaxiais ou sistemas de linha de transmissão.
A seguir estão as propriedades dos guias de onda.
- SNR alto
- Baixa atenuação
- Perda de inserção inferior
Funções Waveguide Microondas
Considere um guia de ondas com 4 portas. Se a energia for aplicada a uma porta, ela passa por todas as 3 portas em algumas proporções onde parte dela pode refletir de volta na mesma porta. Este conceito é claramente representado na figura a seguir.
Parâmetros de dispersão
Para uma rede de duas portas, conforme mostrado na figura a seguir, se a energia for aplicada em uma porta, como acabamos de discutir, a maior parte da energia escapa da outra porta, enquanto parte dela reflete de volta para a mesma porta. Na figura a seguir, seV1 ou V2 é aplicado, então I1 ou I2 corrente flui respectivamente.
Se a fonte for aplicada à porta oposta, outras duas combinações devem ser consideradas. Portanto, para uma rede de duas portas, 2 × 2 = 4 combinações são prováveis de ocorrer.
As ondas viajantes com potências associadas quando se espalham pelas portas, a junção de microondas pode ser definida por parâmetros S ou Scattering Parameters, que são representados em uma forma de matriz, chamada de "Scattering Matrix"
Matriz de Dispersão
É uma matriz quadrada que fornece todas as combinações de relações de energia entre as várias portas de entrada e saída de uma junção de micro-ondas. Os elementos desta matriz são chamados"Scattering Coefficients" ou "Scattering (S) Parameters".
Considere a seguinte figura.
Aqui, a fonte está conectada através da linha $ i ^ {th} $, enquanto $ a_1 $ é a onda incidente e $ b_1 $ é a onda refletida.
Se uma relação é dada entre $ b_1 $ e $ a_1 $,
$$ b_1 = (reflexo \: \: coeficiente) a_1 = S_ {1i} a_1 $$
Onde
$ S_ {1i} $ = Coeficiente de reflexão de $ 1 ^ {st} $ linha (onde $ i $ é a porta de entrada e $ 1 $ é a porta de saída)
$ 1 $ = Reflexo da linha $ 1 ^ {st} $
$ i $ = Fonte conectada em $ i ^ {th} $ linha
Se a impedância for compatível, a energia será transferida para a carga. Improvável, se a impedância da carga não corresponder à impedância característica. Então, ocorre a reflexão. Isso significa que a reflexão ocorre se
$$ Z_l \ neq Z_o $$
No entanto, se essa incompatibilidade existe para mais de uma porta, por exemplo $ 'n' $ portas, então $ i = 1 $ a $ n $ (uma vez que $ i $ pode ser qualquer linha de $ 1 $ a $ n $).
Portanto, temos
$$ b_1 = S_ {11} a_1 + S_ {12} a_2 + S_ {13} a_3 + ............... + S_ {1n} a_n $$
$$ b_2 = S_ {21} a_1 + S_ {22} a_2 + S_ {23} a_3 + ............... + S_ {2n} a_n $$
$$. $$
$$. $$
$$. $$
$$. $$
$$. $$
$$ b_n = S_ {n1} a_1 + S_ {n2} a_2 + S_ {n3} a_3 + ............... + S_ {nn} a_n $$
Quando tudo isso é mantido em forma de matriz,
$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\. \\. \\. \\ b_n \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13 } & ... & S_ {1n} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} & ... & S_ {2n} \\. &. &. & ... &. \\. &. &. & ... &. \\. &. &. & ... &. \\ S_ {n1} & S_ {n2} & S_ {n3} & ... & S_ {nn} \\ \ end {bmatrix} \ times \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \\. \ \. \\. \\ a_n \ end {bmatrix} $$
Column matrix $ [b] $ Scattering matrix $ [S] $Matrix $ [a] $
A matriz da coluna $ \ left [b \ right] $ corresponde às ondas refletidas ou à saída, enquanto a matriz $ \ left [a \ right] $ corresponde às ondas incidentes ou à entrada. A matriz da coluna de dispersão $ \ left [s \ right] $, que é da ordem de $ n \ vezes n $, contém os coeficientes de reflexão e os coeficientes de transmissão. Portanto,
$$ \ esquerda [b \ direita] = \ esquerda [S \ direita] \ esquerda [a \ direita] $$
Propriedades da [S] Matrix
A matriz de espalhamento é indicada como matriz $ [S] $. Existem algumas propriedades padrão para a matriz $ [S] $. Eles são -
-
$ [S] $ é sempre uma matriz quadrada de ordem (nxn)
$ [S] _ {n \ vezes n} $
-
$ [S] $ é uma matriz simétrica
ou seja, $ S_ {ij} = S_ {ji} $
-
$ [S] $ é uma matriz unitária
ou seja, $ [S] [S] ^ * = I $
A soma dos produtos de cada termo de qualquer linha ou coluna multiplicada pelo conjugado complexo dos termos correspondentes de qualquer outra linha ou coluna é zero. ie,
$$ \ sum_ {i = j} ^ {n} S_ {ik} S_ {ik} ^ {*} = 0 \: para \: k \ neq j $$
$$ (k = 1,2,3, ... \: n) \: e \: (j = 1,2,3, ... \: n) $$
-
Se a distância elétrica entre algum porto $ k ^ {th} $ e a junção for $ \ beta _kI_k $, então os coeficientes de $ S_ {ij} $ envolvendo $ k $ serão multiplicados pelo fator $ e ^ {- j \ beta kIk} $
Nos próximos capítulos, daremos uma olhada nos diferentes tipos de junções em T de Microondas.
Uma junção em T E-Plane é formada anexando um guia de ondas simples à dimensão mais ampla de um guia de ondas retangular, que já tem duas portas. Os braços de guias de ondas retangulares fazem duas portas chamadascollinear ports ou seja, Porta1 e Porta2, enquanto a nova Porta3 é chamada de braço lateral ou E-arm. Este Tee de avião-E também é chamado deSeries Tee.
Como o eixo do braço lateral é paralelo ao campo elétrico, essa junção é chamada de junção em T do E-Plane. Isso também é chamado deVoltage ou Series junction. As portas 1 e 2 estão 180 ° defasadas entre si. Os detalhes da seção transversal do T do plano E podem ser entendidos pela figura a seguir.
A figura a seguir mostra a conexão feita pela arma lateral ao guia de ondas bidirecional para formar a porta paralela.
Propriedades do E-Plane Tee
As propriedades do E-Plane Tee podem ser definidas por sua matriz $ [S] _ {3x3} $.
É uma matriz 3 × 3, pois há 3 entradas possíveis e 3 saídas possíveis.
$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} \\ S_ {31} & S_ {32 } & S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1
Os coeficientes de dispersão $ S_ {13} $ e $ S_ {23} $ estão defasados em 180 ° com uma entrada na porta 3.
$ S_ {23} = -S_ {13} $........ Equation 2
A porta combina perfeitamente com a junção.
$ S_ {33} = 0 $........ Equation 3
Da propriedade simétrica,
$ S_ {ij} = S_ {ji} $
$ S_ {12} = S_ {21} \: \: S_ {23} = S_ {32} \: \: S_ {13} = S_ {31} $........ Equation 4
Considerando as equações 3 e 4, a matriz $ [S] $ pode ser escrita como,
$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & -S_ {13} \\ S_ {13} & -S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} $........ Equation 5
Podemos dizer que temos quatro incógnitas, considerando a propriedade de simetria.
Da propriedade unitária
$$ [S] [S] \ ast = [I] $$
$$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & -S_ {13} \\ S_ {13} & -S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} \: \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & -S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*} & -S_ {13} ^ {*} & 0 \ end {bmatrix} = \ begin { bmatrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $$
Multiplicando, obtemos,
(Observando R como linha e C como coluna)
$ R_1C_1: S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $
$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 6
$ R_2C_2: \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 7
$ R_3C_3: \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8
$ R_3C_1: S_ {13} S_ {11} ^ {*} - S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 1 $ ......... Equation 9
Equacionando as equações 6 e 7, obtemos
$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 10
Da Equação 8,
$ 2 \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 \ quad or \ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 11
Da Equação 9,
$ S_ {13} \ left (S_ {11} ^ {*} - S_ {12} ^ {*} \ right) $
Ou $ S_ {11} = S_ {12} = S_ {22} $ ......... Equation 12
Usando as equações 10, 11 e 12 na equação 6,
Nós temos,
$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 $
$ 2 \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} $
Ou $ S_ {11} = \ frac {1} {2} $ ......... Equation 13
Substituindo os valores das equações acima na matriz $ [S] $,
Nós temos,
$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac { 1} {2} & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} { \ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} $$
Sabemos que $ [b] $ = $ [S] [a] $
$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2 }} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$
Esta é a matriz de espalhamento para E-Plane Tee, o que explica suas propriedades de espalhamento.
Uma junção em T H-Plane é formada anexando um guia de ondas simples a um guia de ondas retangular que já tem duas portas. Os braços de guias de ondas retangulares fazem duas portas chamadascollinear ports ou seja, Porta1 e Porta2, enquanto a nova Porta3 é chamada de braço lateral ou H-arm. Este Tee de plano H também é chamado deShunt Tee.
Como o eixo do braço lateral é paralelo ao campo magnético, essa junção é chamada de junção T H-Plane. Isso também é chamado deCurrent junction, à medida que o campo magnético se divide em braços. Os detalhes da seção transversal do T do plano H podem ser entendidos pela figura a seguir.
A figura a seguir mostra a conexão feita pela arma lateral ao guia de onda bidirecional para formar a porta serial.
Propriedades do H-Plane Tee
As propriedades do H-Plane Tee podem ser definidas por sua matriz $ \ left [S \ right] _ {3 \ times 3} $.
É uma matriz 3 × 3, pois há 3 entradas possíveis e 3 saídas possíveis.
$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} \\ S_ {31} & S_ {32 } & S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1
Coeficientes de espalhamento $ S_ {13} $ e $ S_ {23} $ são iguais aqui, pois a junção é simétrica no plano.
Da propriedade simétrica,
$ S_ {ij} = S_ {ji} $
$ S_ {12} = S_ {21} \: \: S_ {23} = S_ {32} = S_ {13} \: \: S_ {13} = S_ {31} $
A porta é perfeitamente combinada
$ S_ {33} = 0 $
Agora, a matriz $ [S] $ pode ser escrita como,
$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} \\ S_ {13} & S_ {13 } & 0 \ end {bmatrix} $ ........ Equation 2
Podemos dizer que temos quatro incógnitas, considerando a propriedade de simetria.
Da propriedade unitária
$$ [S] [S] \ ast = [I] $$
$$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} \: \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & 0 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $$
Multiplicando, obtemos,
(Observando R como linha e C como coluna)
$ R_1C_1: S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $
$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 3
$ R_2C_2: \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 4
$ R_3C_3: \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 5
$ R_3C_1: S_ {13} S_ {11} ^ {*} - S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 0 $ ......... Equation 6
$ 2 \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 \ quad ou \ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 7
$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 $
$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 8
Da Equação 6, $ S_ {13} \ left (S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} \ right) = 0 $
Uma vez que, $ S_ {13} \ neq 0, S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0, \: ou \: S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $
Ou $ S_ {11} = -S_ {12} \: \: ou \: \: S_ {12} = -S_ {11} $......... Equation 9
Usando estes na equação 3,
Uma vez que, $ S_ {13} \ neq 0, S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0, \: ou \: S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $
$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 \ quad or \ quad 2 \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} \ quad or \ quad S_ {11} = \ frac {1} {2} $..... Equation 10
Da equação 8 e 9,
$ S_ {12} = - \ frac {1} {2} $......... Equation 11
$ S_ {22} = \ frac {1} {2} $......... Equation 12
Substituindo $ S_ {13} $, $ S_ {11} $, $ S_ {12} $ e $ S_ {22} $ da equação 7 e 10, 11 e 12 na equação 2,
Nós temos,
$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} { \ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} $$
Sabemos que $ [b] $ = $ [s] [a] $
$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {2} & \ frac {1} { \ sqrt {2}} \\ - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt { 2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$
Esta é a matriz de espalhamento para H-Plane Tee, o que explica suas propriedades de espalhamento.
Uma junção EH Plane T é formada pela fixação de dois guias de ondas simples, um paralelo e outro em série, a um guia de ondas retangular que já possui duas portas. Isso também é chamado deMagic Tee, ou Hybrid ou 3dB coupler.
Os braços de guias de ondas retangulares fazem duas portas chamadas collinear ports ou seja, Porta 1 e Porta 2, enquanto a Porta 3 é chamada de H-Arm ou Sum port ou Parallel port. A porta 4 é chamada deE-Arm ou Difference port ou Series port.
Os detalhes da seção transversal do Magic Tee podem ser compreendidos pela figura a seguir.
A figura a seguir mostra a conexão feita pelos braços laterais ao guia de onda bidirecional para formar as portas paralela e serial.
Características do EH Plane Tee
Se um sinal de igual fase e magnitude for enviado para a porta 1 e porta 2, a saída na porta 4 será zero e a saída na porta 3 será o aditivo de ambas as portas 1 e 2.
Se um sinal for enviado para a porta 4, (E-arm), então a potência é dividida entre as portas 1 e 2 igualmente, mas em fase oposta, enquanto não haveria saída na porta 3. Portanto, $ S_ {34} $ = 0 .
Se um sinal é alimentado na porta 3, a potência é dividida entre as portas 1 e 2 igualmente, enquanto não haveria saída na porta 4. Portanto, $ S_ {43} $ = 0.
Se um sinal é alimentado em uma das portas colineares, então não aparece nenhuma saída na outra porta colinear, pois o braço E produz um atraso de fase e o braço H produz um avanço de fase. Portanto, $ S_ {12} $ = $ S_ {21} $ = 0.
Propriedades do EH Plane Tee
As propriedades de EH Plane Tee podem ser definidas por sua matriz $ \ left [S \ right] _ {4 \ times 4} $.
É uma matriz 4 × 4, pois há 4 entradas possíveis e 4 saídas possíveis.
$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} & S_ {24} \\ S_ {31} & S_ {32} & S_ {33} & S_ {34} \\ S_ {41} & S_ {42} & S_ {43} & S_ {44} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1
Como tem seção em T H-Plane
$ S_ {23} = S_ {13} $........ Equation 2
Como tem seção em T E-Plane
$ S_ {24} = -S_ {14} $........ Equation 3
A porta E-Arm e a porta H-Arm são tão isoladas que a outra não fornecerá uma saída, se uma entrada for aplicada em uma delas. Portanto, isso pode ser observado como
$ S_ {34} = S_ {43} = 0 $........ Equation 4
Da propriedade de simetria, temos
$ S_ {ij} = S_ {ji} $
$ S_ {12} = S_ {21}, S_ {13} = S_ {31}, S_ {14} = S_ {41} $
$ S_ {23} = S_ {32}, S_ {24} = S_ {42}, S_ {34} = S_ {43} $........ Equation 5
Se as portas 3 e 4 corresponderem perfeitamente à junção, então
$ S_ {33} = S_ {44} = 0 $........ Equation 6
Substituindo todas as equações acima na equação 1, para obter a matriz $ [S] $,
$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} & -S_ {14 } \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $........ Equation 7
Da propriedade unitária, $ [S] [S] ^ \ ast = [I] $
$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} & -S_ {14} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & S_ {14} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & -S_ {14} ^ {*} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $
$ = \ begin {bmatrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $
$ R_1C_1: \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8
$ R_2C_2: \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 9
$ R_3C_3: \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 10
$ R_4C_4: \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 11
Das equações 10 e 11, obtemos
$ S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 12
$ S_ {14} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 13
Comparando as equações 8 e 9, temos
$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 14
Usando esses valores das equações 12 e 13, obtemos
$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} + \ frac {1} {2} = 1 $
$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 = 0 $
$ S_ {11} = S_ {22} = 0 $ ......... Equation 15
Da equação 9, obtemos $ S_ {22} = 0 $ ......... Equation 16
Agora entendemos que as portas 1 e 2 combinam perfeitamente com a junção. Como esta é uma junção de 4 portas, sempre que duas portas são perfeitamente combinadas, as outras duas portas também são perfeitamente combinadas com a junção.
A junção onde todas as quatro portas são perfeitamente combinadas é chamada de Magic Tee Junction.
Substituindo as equações de 12 a 16, na matriz $ [S] $ da equação 7, obtemos a matriz de espalhamento do T mágico como
$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0 & 0 & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ 0 & 0 & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $$
Já sabemos que, $ [b] $ = $ [S] [a] $
Reescrevendo o acima, temos
$$ \ begin {vmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\ b_4 \ end {vmatrix} = \ begin {bmatrix} 0 & 0 & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2} } \\ 0 & 0 & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \ end {bmatrix} \ begin {vmatrix} a_1 \ \ a_2 \\ a_3 \\ a_4 \ end {vmatrix} $$
Aplicações do EH Plane Tee
Algumas das aplicações mais comuns do EH Plane Tee são as seguintes -
A junção do plano EH é usada para medir a impedância - Um detector de nulo é conectado à porta E-Arm enquanto a fonte de micro-ondas é conectada à porta H-Arm. As portas colineares em conjunto com essas portas formam uma ponte e a medição da impedância é feita balanceando a ponte.
EH Plane Tee é usado como um duplexador - um duplexador é um circuito que funciona como transmissor e receptor, usando uma única antena para ambos os fins. As portas 1 e 2 são usadas como receptor e transmissor, onde estão isoladas e, portanto, não interferem. A antena está conectada à porta E-Arm. Uma carga compatível é conectada à porta H-Arm, que não fornece reflexos. Agora existe transmissão ou recepção sem nenhum problema.
EH Plane Tee é usado como um misturador - a porta E-Arm é conectada com a antena e a porta H-Arm é conectada com o oscilador local. A porta 2 tem uma carga combinada que não tem reflexos e a porta 1 tem o circuito do mixer, que obtém metade da potência do sinal e metade da potência do oscilador para produzir a frequência IF.
Além das aplicações acima, uma junção EH Plane Tee também é usada como ponte de microondas, discriminador de microondas, etc.
Este dispositivo de micro-ondas é utilizado quando é necessário combinar dois sinais sem diferença de fase e evitar os sinais com diferença de percurso.
Uma junção em T normal de três portas é feita e uma quarta porta é adicionada a ela, para torná-la uma junção de corrida. Todas essas portas são conectadas em forma de anel angular em intervalos iguais usando junções em série ou paralelas.
A circunferência média da corrida total é 1,5λ e cada uma das quatro portas são separadas por uma distância de λ / 4. A figura a seguir mostra a imagem de uma junção de corrida de ratos.
Vamos considerar alguns casos para entender o funcionamento de uma junção de corrida de ratos.
Caso 1
Se a alimentação de entrada for aplicada na porta 1, ela será dividida igualmente em duas portas, mas no sentido horário para a porta 2 e no sentido anti-horário para a porta 4. A porta 3 não tem absolutamente nenhuma saída.
A razão é que, nas portas 2 e 4, as potências se combinam em fase, enquanto na porta 3, o cancelamento ocorre devido à diferença de caminho λ / 2.
Caso 2
Se a energia de entrada for aplicada na porta 3, a energia será dividida igualmente entre a porta 2 e a porta 4. Mas não haverá saída na porta 1.
Caso 3
Se dois sinais desiguais forem aplicados na própria porta 1, a saída será proporcional à soma dos dois sinais de entrada, que são divididos entre a porta 2 e 4. Agora, na porta 3, a saída diferencial aparece.
A Matriz de Dispersão para a junção Rat-race é representada como
$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0 & S_ {12} & 0 & S_ {14} \\ S_ {21} & 0 & S_ {23} & 0 \\ 0 & S_ {32} & 0 & S_ {34} \ \ S_ {41} & 0 & S_ {43} & 0 \ end {bmatrix} $$
Formulários
A junção de corrida de ratos é usada para combinar dois sinais e dividir um sinal em duas metades.
UMA Directional coupleré um dispositivo que faz a amostragem de uma pequena quantidade de potência de microondas para fins de medição. As medições de potência incluem potência incidente, potência refletida, valores VSWR, etc.
O acoplador direcional é uma junção de guia de onda de 4 portas que consiste em um guia de onda principal primário e um guia de onda auxiliar secundário. A figura a seguir mostra a imagem de um acoplador direcional.
O acoplador direcional é usado para acoplar a potência de microondas, que pode ser unidirecional ou bidirecional.
Propriedades de acopladores direcionais
As propriedades de um acoplador direcional ideal são as seguintes.
Todas as terminações são compatíveis com as portas.
Quando a energia viaja da Porta 1 para a Porta 2, parte dela é acoplada à Porta 4, mas não à Porta 3.
Como também é um acoplador bidirecional, quando a energia viaja da Porta 2 para a Porta 1, parte dela é acoplada à Porta 3, mas não à Porta 4.
Se houver energia incidente através da porta 3, uma parte dela será acoplada à porta 2, mas não à porta 1.
Se houver energia incidente através da porta 4, uma parte dela será acoplada à porta 1, mas não à porta 2.
As portas 1 e 3 estão desacopladas, assim como as portas 2 e 4.
Idealmente, a saída da porta 3 deve ser zero. No entanto, praticamente, uma pequena quantidade de energia chamadaback power é observado na Porta 3. A figura a seguir indica o fluxo de potência em um acoplador direcional.
Onde
$ P_i $ = energia do incidente na porta 1
$ P_r $ = energia recebida na porta 2
$ P_f $ = Força acoplada direta na Porta 4
$ P_b $ = energia traseira na porta 3
A seguir estão os parâmetros usados para definir o desempenho de um acoplador direcional.
Fator de acoplamento (C)
O fator de acoplamento de um acoplador direcional é a relação entre a potência incidente e a potência direta, medida em dB.
$$ C = 10 \: log_ {10} \ frac {P_i} {P_f} dB $$
Diretividade (D)
A diretividade de um acoplador direcional é a relação entre a potência direta e a potência posterior, medida em dB.
$$ D = 10 \: log_ {10} \ frac {P_f} {P_b} dB $$
Isolamento
Ele define as propriedades diretivas de um acoplador direcional. É a relação entre a potência incidente e a potência de retorno, medida em dB.
$$ I = 10 \: log_ {10} \ frac {P_i} {P_b} dB $$
Isolation in dB = Coupling factor + Directivity
Acoplador direcional de dois furos
Este é um acoplador direcional com os mesmos guias de ondas principais e auxiliares, mas com dois pequenos orifícios que são comuns entre eles. Esses orifícios estão separados por $ {\ lambda_g} / {4} $ distância, onde λg é o comprimento de onda de guia. A figura a seguir mostra a imagem de um acoplador direcional de dois furos.
Um acoplador direcional de dois orifícios é projetado para atender ao requisito ideal de acoplador direcional, que é evitar a alimentação de retorno. Parte da energia durante o trajeto entre a Porta 1 e a Porta 2 escapa pelos orifícios 1 e 2.
A magnitude da potência depende das dimensões dos orifícios. Esta potência de fuga em ambos os furos está em fase no furo 2, somando a potência que contribui para a potência diretaPf. No entanto, está fora de fase no buraco 1, cancelando-se mutuamente e evitando que ocorra a retroalimentação.
Conseqüentemente, a diretividade de um acoplador direcional melhora.
Waveguide Joints
Como um sistema de guia de ondas não pode ser construído sempre em uma única peça, às vezes é necessário unir guias de ondas diferentes. Essa junção deve ser feita com cuidado para evitar problemas como - Efeitos de reflexão, criação de ondas estacionárias e aumento da atenuação, etc.
As juntas do guia de ondas além de evitar irregularidades, também devem cuidar dos padrões dos campos E e H, não os afetando. Existem muitos tipos de juntas de guia de ondas, como flange aparafusada, junta de flange, junta de estrangulamento, etc.
Para a geração e amplificação de Microondas, são necessários alguns tubos especiais chamados de Microwave tubes. De todos eles,Klystron é importante.
Os elementos essenciais do Klystron são os feixes de elétrons e os ressonadores de cavidade. Os feixes de elétrons são produzidos a partir de uma fonte e os clístrons da cavidade são empregados para amplificar os sinais. Um coletor está presente no final para coletar os elétrons. Toda a configuração é mostrada na figura a seguir.
Os elétrons emitidos pelo cátodo são acelerados em direção ao primeiro ressonador. O coletor no final está com o mesmo potencial do ressonador. Portanto, normalmente os elétrons têm uma velocidade constante no intervalo entre os ressonadores da cavidade.
Inicialmente, o primeiro ressonador de cavidade é alimentado com um sinal fraco de alta frequência, que deve ser amplificado. O sinal irá iniciar um campo eletromagnético dentro da cavidade. Esse sinal é passado por um cabo coaxial, conforme mostrado na figura a seguir.
Devido a este campo, os elétrons que passam pelo ressonador de cavidade são modulados. Ao chegar ao segundo ressonador, os elétrons são induzidos com outro EMF na mesma frequência. Este campo é forte o suficiente para extrair um grande sinal da segunda cavidade.
Ressonador de cavidade
Primeiro, vamos tentar entender os detalhes de construção e o funcionamento de um ressonador de cavidade. A figura a seguir indica o ressonador de cavidade.
Um circuito ressonante simples que consiste em um capacitor e um loop indutivo pode ser comparado com este ressonador de cavidade. Um condutor possui elétrons livres. Se uma carga é aplicada ao capacitor para carregá-lo com uma tensão dessa polaridade, muitos elétrons são removidos da placa superior e introduzidos na placa inferior.
A placa que tiver mais deposição de elétrons será o cátodo e a placa que tiver menor número de elétrons passa a ser o ânodo. A figura a seguir mostra a deposição de carga no capacitor.
As linhas do campo elétrico são direcionadas da carga positiva para a negativa. Se o capacitor estiver carregado com polaridade reversa, a direção do campo também será invertida. O deslocamento de elétrons no tubo, constitui uma corrente alternada. Esta corrente alternada dá origem a um campo magnético alternado, que está fora de fase com o campo elétrico do capacitor.
Quando o campo magnético está em sua força máxima, o campo elétrico é zero e depois de um tempo, o campo elétrico torna-se máximo enquanto o campo magnético está em zero. Essa troca de força acontece por um ciclo.
Ressonador Fechado
Quanto menor o valor do capacitor e a indutividade do loop, maior será a oscilação ou a frequência de ressonância. Como a indutância do loop é muito pequena, pode-se obter alta frequência.
Para produzir um sinal de frequência mais alta, a indutância pode ser ainda mais reduzida colocando mais loops indutivos em paralelo, conforme mostrado na figura a seguir. Isso resulta na formação de um ressonador fechado com frequências muito altas.
Em um ressonador fechado, os campos elétricos e magnéticos estão confinados ao interior da cavidade. O primeiro ressonador da cavidade é excitado pelo sinal externo a ser amplificado. Este sinal deve ter uma frequência na qual a cavidade possa ressoar. A corrente neste cabo coaxial cria um campo magnético, pelo qual um campo elétrico se origina.
Trabalho de Klystron
Para entender a modulação do feixe de elétrons, entrando na primeira cavidade, consideremos o campo elétrico. O campo elétrico no ressonador continua mudando sua direção do campo induzido. Dependendo disso, os elétrons que saem do canhão de elétrons têm seu ritmo controlado.
Como os elétrons são carregados negativamente, eles são acelerados se movidos em direção oposta ao campo elétrico. Além disso, se os elétrons se moverem na mesma direção do campo elétrico, eles serão desacelerados. Este campo elétrico continua mudando, portanto, os elétrons são acelerados e desacelerados dependendo da mudança do campo. A figura a seguir indica o fluxo de elétrons quando o campo está na direção oposta.
Enquanto se movem, esses elétrons entram no campo de espaço livre chamado de drift spaceentre os ressonadores com velocidades variáveis, que criam feixes de elétrons. Esses cachos são criados devido à variação na velocidade de deslocamento.
Esses cachos entram no segundo ressonador, com uma frequência correspondente à frequência em que o primeiro ressonador oscila. Como todos os ressonadores de cavidade são idênticos, o movimento dos elétrons faz com que o segundo ressonador oscile. A figura a seguir mostra a formação de feixes de elétrons.
O campo magnético induzido no segundo ressonador induz alguma corrente no cabo coaxial, iniciando o sinal de saída. A energia cinética dos elétrons na segunda cavidade é quase igual à da primeira cavidade e, portanto, nenhuma energia é retirada da cavidade.
Os elétrons ao passarem pela segunda cavidade, poucos deles são acelerados enquanto feixes de elétrons são desacelerados. Portanto, toda a energia cinética é convertida em energia eletromagnética para produzir o sinal de saída.
A amplificação de tal Klystron de duas cavidades é baixa e, portanto, são usados Klystron de múltiplas cavidades.
A figura a seguir mostra um exemplo de amplificador Klystron de múltiplas cavidades.
Com o sinal aplicado na primeira cavidade, obtemos cachos fracos na segunda cavidade. Isso criará um campo na terceira cavidade, que produzirá cachos mais concentrados e assim por diante. Portanto, a amplificação é maior.
Este gerador de micro-ondas, é um Klystron que funciona em reflexos e oscilações em uma única cavidade, que possui uma frequência variável.
O Reflex Klystron consiste em um canhão de elétrons, um filamento catódico, uma cavidade anódica e um eletrodo no potencial catódico. Ele fornece baixa potência e tem baixa eficiência.
Construção do Reflex Klystron
O canhão de elétrons emite o feixe de elétrons, que passa pela lacuna na cavidade do ânodo. Esses elétrons viajam em direção ao eletrodo Repeller, que está em alto potencial negativo. Devido ao alto campo negativo, os elétrons se repelem de volta para a cavidade do ânodo. Em sua jornada de retorno, os elétrons fornecem mais energia ao gap e essas oscilações são sustentadas. Os detalhes de construção deste klystron reflexo são mostrados na figura a seguir.
Supõe-se que já existam oscilações no tubo e sejam sustentadas por seu funcionamento. Os elétrons enquanto passam pela cavidade do ânodo, ganham alguma velocidade.
Operação de Reflex Klystron
O funcionamento do Reflex Klystron é compreendido por alguns pressupostos. O feixe de elétrons é acelerado em direção à cavidade anódica.
Vamos supor que um elétron de referência eratravessa a cavidade anódica, mas não tem velocidade extra e repele de volta após atingir o eletrodo Repeller, com a mesma velocidade. Outro elétron, digamosee que começou antes deste elétron de referência, chega primeiro ao Repeller, mas retorna lentamente, alcançando ao mesmo tempo que o elétron de referência.
Temos outro elétron, o elétron tardio el, que começa depois de ambos er e ee, entretanto, ele se move com maior velocidade ao retornar, alcançando ao mesmo tempo que er e ee.
Agora, esses três elétrons, a saber er, ee e el alcançar a lacuna ao mesmo tempo, formando um electron bunch. Este tempo de viagem é chamado detransit time, que deve ter um valor ideal. A figura a seguir ilustra isso.
A cavidade do ânodo acelera os elétrons durante o trajeto e ganha sua energia retardando-os durante a viagem de volta. Quando a tensão de gap está no máximo positivo, isso permite que os elétrons negativos máximos sejam retardados.
O tempo de trânsito ideal é representado como
$$ T = n + \ frac {3} {4} \ quad onde \: n \: é \: um \: inteiro $$
Este tempo de trânsito depende das tensões do repelente e do ânodo.
Aplicações do Reflex Klystron
Reflex Klystron é usado em aplicações onde a frequência variável é desejável, como -
- Receptores de rádio
- Links de microondas portáteis
- Amplificadores paramétricos
- Osciladores locais de receptores de microondas
- Como uma fonte de sinal onde a frequência variável é desejável em geradores de microondas.
Tubos de ondas viajantes são dispositivos de micro-ondas de banda larga que não possuem ressonadores de cavidade como os Klystrons. A amplificação é feita por meio da interação prolongada entre um feixe de elétrons e um campo de radiofrequência (RF).
Construção de tubo de ondas itinerantes
O tubo de ondas viajantes é uma estrutura cilíndrica que contém um canhão de elétrons de um tubo catódico. Possui placas anódicas, hélice e coletor. A entrada de RF é enviada para uma extremidade da hélice e a saída é retirada da outra extremidade da hélice.
Um canhão de elétrons focaliza um feixe de elétrons com a velocidade da luz. Um campo magnético guia o feixe para o foco, sem espalhamento. O campo de RF também se propaga com a velocidade da luz, que é retardada por uma hélice. Helix atua como uma estrutura de onda lenta. Campo de RF aplicado propagado em hélice, produz um campo elétrico no centro da hélice.
O campo elétrico resultante, devido ao sinal de RF aplicado, viaja com a velocidade da luz multiplicada pela razão entre o passo da hélice e a circunferência da hélice. A velocidade do feixe de elétrons, viajando pela hélice, induz energia às ondas de RF na hélice.
A figura a seguir explica as características de construção de um tubo de onda progressiva.
Assim, a saída amplificada é obtida na saída do TWT. A velocidade de fase axial $ V_p $ é representada como
$$ V_p = V_c \ left ({Pitch} / {2 \ pi r} \ right) $$
Onde ré o raio da hélice. Como a hélice fornece a menor mudança na velocidade de fase $ V_p $, ela é preferida a outras estruturas de onda lenta para TWT. No TWT, o canhão de elétrons direciona o feixe de elétrons, no espaço entre as placas anódicas, para a hélice, que é então coletada no coletor. A figura a seguir explica os arranjos de eletrodos em um tubo de onda progressiva.
Operação do tubo de ondas itinerantes
As placas anódicas, quando em potencial zero, o que significa que quando o campo elétrico axial está em um nó, a velocidade do feixe de elétrons permanece inalterada. Quando a onda no campo elétrico axial está no antinodo positivo, o elétron do feixe de elétrons se move na direção oposta. Este elétron sendo acelerado, tenta alcançar o elétron tardio, que encontra o nó do campo axial de RF.
No ponto em que o campo axial de RF está no antinodo negativo, o elétron referido anteriormente tenta ultrapassar devido ao efeito de campo negativo. Os elétrons recebem velocidade modulada. Como resultado cumulativo, uma segunda onda é induzida na hélice. A saída se torna maior do que a entrada e resulta em amplificação.
Aplicações do tubo de ondas itinerantes
Existem muitas aplicações de um tubo de onda progressiva.
O TWT é usado em receptores de micro-ondas como um amplificador de RF de baixo ruído.
Os TWTs também são usados em links de comunicação de banda larga e cabos coaxiais como amplificadores repetidores ou amplificadores intermediários para amplificar sinais baixos.
Os TWTs têm uma longa vida útil do tubo, por isso são usados como tubos de saída de energia em satélites de comunicação.
Os TWTs de onda contínua de alta potência são usados em links Troposcatter, devido à grande potência e grandes larguras de banda, para espalhar a grandes distâncias.
Os TWTs são usados em radares pulsados de alta potência e radares terrestres.
Ao contrário dos tubos discutidos até agora, os magnetrons são os tubos de campo cruzado nos quais os campos elétrico e magnético se cruzam, ou seja, correm perpendiculares entre si. No TWT, observou-se que os elétrons quando feitos para interagir com RF, por mais tempo, do que no Klystron, resultaram em maior eficiência. A mesma técnica é seguida em Magnetrons.
Tipos de magnetrons
Existem três tipos principais de magnetrons.
Tipo de resistência negativa
- A resistência negativa entre dois segmentos anódicos é usada.
- Eles têm baixa eficiência.
- Eles são usados em baixas frequências (<500 MHz).
Magnetrons de freqüência de ciclotron
O sincronismo entre o componente elétrico e os elétrons oscilantes é considerado.
Útil para frequências superiores a 100 MHz.
Onda móvel ou tipo de cavidade
A interação entre os elétrons e o campo EM rotativo é levada em consideração.
São fornecidas oscilações de alta potência de pico.
Útil em aplicações de radar.
Cavidade Magnetron
O Magnetron é chamado de Magnetron de Cavidade porque o ânodo é feito em cavidades ressonantes e um ímã permanente é usado para produzir um forte campo magnético, onde a ação de ambos faz o dispositivo funcionar.
Construção do Magnetron de Cavidade
Um cátodo cilíndrico espesso está presente no centro e um bloco cilíndrico de cobre, é fixado axialmente, que atua como um ânodo. Este bloco anódico é feito de várias ranhuras que atuam como cavidades anódicas ressonantes.
O espaço presente entre o ânodo e o cátodo é chamado de Interaction space. O campo elétrico está presente radialmente, enquanto o campo magnético está presente axialmente no magnetron da cavidade. Este campo magnético é produzido por um ímã permanente, que é colocado de forma que as linhas magnéticas fiquem paralelas ao cátodo e perpendiculares ao campo elétrico presente entre o ânodo e o cátodo.
As figuras a seguir mostram os detalhes de construção de um magnetron de cavidade e as linhas magnéticas de fluxo presentes, axialmente.
Este magnetron de cavidade possui 8 cavidades firmemente acopladas entre si. Um magnetron de N cavidades possui $ N $ modos de operação. Essas operações dependem da frequência e da fase das oscilações. O deslocamento de fase total em torno do anel desses ressonadores de cavidade deve ser $ 2n \ pi $, onde $ n $ é um número inteiro.
Se $ \ phi_v $ representa a mudança de fase relativa do campo elétrico CA em cavidades adjacentes, então
$$ \ phi_v = \ frac {2 \ pi n} {N} $$
Onde $ n = 0, \: \ pm1, \: \ pm2, \: \ pm \: (\ frac {N} {2} -1), \: \ pm \ frac {N} {2} $
O que significa que o modo de ressonância $ \ frac {N} {2} $ pode existir se $ N $ for um número par.
E se,
$$ n = \ frac {N} {2} \ quad então \ quad \ phi_v = \ pi $$
Este modo de ressonância é denominado $ \ pi-mode $.
$$ n = 0 \ quad então \ quad \ phi_v = 0 $$
Isso é chamado de Zero mode, porque não haverá campo elétrico de RF entre o ânodo e o cátodo. Isso também é chamado deFringing Field e este modo não é usado em magnetrons.
Operação de Cavidade Magnetron
Quando a Cavidade Klystron está em operação, temos diferentes casos a considerar. Vamos examiná-los em detalhes.
Case 1
Se o campo magnético estiver ausente, ou seja, B = 0, o comportamento dos elétrons pode ser observado na figura a seguir. Considerando um exemplo, onde elétrona vai diretamente para o ânodo sob a força elétrica radial.
Case 2
Se houver aumento do campo magnético, uma força lateral atua sobre os elétrons. Isso pode ser observado na figura a seguir, considerando o elétronb que segue um caminho curvo, enquanto ambas as forças agem sobre ele.
O raio deste caminho é calculado como
$$ R = \ frac {mv} {eB} $$
Ele varia proporcionalmente com a velocidade do elétron e é inversamente proporcional à força do campo magnético.
Case 3
Se o campo magnético B é aumentado ainda mais, o elétron segue um caminho como o elétron c, apenas roçando a superfície do ânodo e tornando a corrente do ânodo zero. Isso é chamado de "Critical magnetic field"$ (B_c) $, que é o campo magnético de corte. Consulte a figura a seguir para melhor compreensão.
Case 4
Se o campo magnético for maior do que o campo crítico,
$$ B> B_c $$
Em seguida, os elétrons seguem um caminho como elétron d, onde o elétron salta de volta para o cátodo, sem ir para o ânodo. Isso faz com que "back heating"do cátodo. Consulte a figura a seguir.
Isso é conseguido cortando-se o fornecimento de energia elétrica assim que a oscilação começar. Se isso continuar, a eficiência de emissão do cátodo é afetada.
Operação do magnetron de cavidade com campo RF ativo
Discutimos até agora a operação do magnetron de cavidade onde o campo de RF está ausente nas cavidades do magnetron (caso estático). Vamos agora discutir sua operação quando temos um campo RF ativo.
Como no TWT, vamos supor que as oscilações de RF iniciais estejam presentes, devido a algum transiente de ruído. As oscilações são sustentadas pela operação do dispositivo. Existem três tipos de elétrons emitidos neste processo, cujas ações são entendidas como elétronsa, b e c, em três casos diferentes.
Case 1
Quando as oscilações estão presentes, um elétron a, diminui a velocidade de transferência de energia para oscilar. Esses elétrons que transferem sua energia para as oscilações são chamados defavored electrons. Esses elétrons são responsáveis porbunching effect.
Case 2
Neste caso, outro elétron, digamos b, tira energia das oscilações e aumenta sua velocidade. Como e quando isso for feito,
- Ele se curva mais acentuadamente.
- Ele passa pouco tempo no espaço de interação.
- Ele retorna ao cátodo.
Esses elétrons são chamados de unfavored electrons. Eles não participam do efeito de agrupamento. Além disso, esses elétrons são prejudiciais, pois causam "aquecimento traseiro".
Case 3
Neste caso, elétron c, que é emitido um pouco depois, se move mais rápido. Ele tenta alcançar o elétrona. O próximo elétron emitidod, tenta acompanhar a. Como resultado, os elétrons favorecidosa, c e dformam feixes de elétrons ou nuvens de elétrons. É denominado como "Efeito de focagem de fase".
Todo esse processo é melhor compreendido observando a figura a seguir.
A Figura A mostra os movimentos do elétron em diferentes casos, enquanto a Figura B mostra as nuvens de elétrons formadas. Essas nuvens de elétrons ocorrem enquanto o dispositivo está em operação. As cargas presentes na superfície interna desses segmentos anódicos acompanham as oscilações nas cavidades. Isso cria um campo elétrico girando no sentido horário, que pode ser visto durante a realização de um experimento prático.
Enquanto o campo elétrico gira, as linhas de fluxo magnético são formadas paralelamente ao cátodo, sob cujo efeito combinado, os feixes de elétrons são formados com quatro raios, direcionados em intervalos regulares, para o segmento anódico positivo mais próximo, em trajetórias espirais.
Entre os dispositivos de medição de Micro-ondas, uma configuração de Bancada de Micro-ondas, que consiste em dispositivos de Micro-ondas, tem lugar de destaque. Toda essa configuração, com poucas alternâncias, é capaz de medir muitos valores como comprimento de onda de guia, comprimento de onda de espaço livre, comprimento de onda de corte, impedância, frequência, VSWR, características Klystron, características de diodo Gunn, medições de potência, etc.
A saída produzida pelas microondas, na determinação da potência é geralmente de pequeno valor. Eles variam com a posição em uma linha de transmissão. Deverá haver um equipamento para medir a potência do Micro-ondas, que em geral será uma configuração de bancada do Micro-ondas.
Configuração de medição geral do banco de microondas
Esta configuração é uma combinação de diferentes partes que podem ser observadas em detalhes. A figura a seguir explica claramente a configuração.
Gerador de sinal
Como o nome indica, ele gera um sinal de micro-ondas, da ordem de alguns miliwatts. Isso usa a técnica de modulação de velocidade para transferir o feixe de onda contínua em potência em miliwatts.
Um oscilador de diodo Gunn ou um tubo Reflex Klystron poderia ser um exemplo para este gerador de sinal de microondas.
Atenuador de precisão
Este é o atenuador que seleciona a frequência desejada e confina a saída em torno de 0 a 50db. Isso é variável e pode ser ajustado de acordo com a necessidade.
Atenuador Variável
Este atenuador define a quantidade de atenuação. Pode ser entendido como um ajuste fino de valores, onde as leituras são comparadas aos valores do Atenuador de Precisão.
Isolador
Isso remove o sinal que não é necessário para alcançar a montagem do detector. O isolador permite que o sinal passe pelo guia de ondas apenas em uma direção.
Medidor de freqüência
Este é o dispositivo que mede a frequência do sinal. Com este medidor de frequência, o sinal pode ser ajustado para sua frequência de ressonância. Também permite acoplar o sinal ao guia de ondas.
Detector de Cristal
Uma sonda de detector de cristal e um suporte de detector de cristal são indicados na figura acima, onde o detector é conectado por meio de uma sonda ao suporte. Isso é usado para demodular os sinais.
Indicador de onda estacionária
O voltímetro de onda estacionária fornece a leitura da relação da onda estacionária em dB. O guia de ondas é dividido por alguma lacuna para ajustar os ciclos de clock do sinal. Os sinais transmitidos pelo guia de ondas são encaminhados através do cabo BNC para VSWR ou CRO para medir suas características.
Uma bancada de micro-ondas configurada em uma aplicação em tempo real teria a seguinte aparência -
Agora, vamos dar uma olhada na parte importante desta bancada de microondas, a linha com fenda.
Linha com Fenda
Em uma linha de transmissão de microondas ou guia de ondas, o campo eletromagnético é considerado como a soma da onda incidente do gerador e a onda refletida para o gerador. Os reflexos indicam uma incompatibilidade ou uma descontinuidade. A magnitude e a fase da onda refletida dependem da amplitude e da fase da impedância refletora.
As ondas estacionárias obtidas são medidas para conhecer as imperfeições da linha de transmissão, o que é necessário para se ter um conhecimento da diferença de impedância para uma transmissão eficaz. Esta linha com fenda ajuda a medir a proporção da onda estacionária de um dispositivo de micro-ondas.
Construção
A linha ranhurada consiste em uma seção ranhurada de uma linha de transmissão, onde a medição deve ser feita. Ele tem um carro de sonda móvel, para permitir que a sonda seja conectada sempre que necessário, e a facilidade de anexar e detectar o instrumento.
Em um guia de ondas, uma fenda é feita no centro do lado largo, axialmente. Uma sonda móvel conectada a um detector de cristal é inserida na fenda do guia de ondas.
Operação
A saída do detector de cristal é proporcional ao quadrado da tensão de entrada aplicada. A sonda móvel permite uma medição conveniente e precisa em sua posição. Mas, conforme a sonda é movida, sua saída é proporcional ao padrão de onda estacionária, que é formado dentro do guia de ondas. Um atenuador variável é empregado aqui para obter resultados precisos.
A saída VSWR pode ser obtida por
$$ VSWR = \ sqrt {\ frac {V_ {max}} {V_ {min}}} $$
Onde $ V $ é a tensão de saída.
A figura a seguir mostra as diferentes partes de uma linha com fenda rotulada.
As peças rotuladas na figura acima indicam o seguinte.
- Launcher - convida o sinal.
- Seção menor do guia de ondas.
- Isolador - evita reflexos para a fonte.
- Atenuador variável giratório - Para ajustes finos.
- Seção com fenda - para medir o sinal.
- Ajuste de profundidade da sonda.
- Ajustes de sintonia - para obter precisão.
- Detector de cristal - detecta o sinal.
- Carga combinada - absorve a saída de energia.
- Curto-circuito - Provisão para ser substituído por uma carga.
- Botão giratório - para ajustar durante a medição.
- Medidor Vernier - Para resultados precisos.
A fim de obter um sinal modulado de baixa frequência em um osciloscópio, uma linha ranhurada com um detector sintonizável é empregada. Um carro de linha com fenda com um detector sintonizável pode ser usado para medir o seguinte.
- VSWR (Taxa de Onda Permanente de Tensão)
- Padrão de onda estacionária
- Impedance
- Coeficiente de reflexão
- Perda de retorno
- Frequência do gerador usado
Detector Ajustável
O detector sintonizável é uma montagem de detector que é usada para detectar os sinais de microondas modulados de onda quadrada de baixa frequência. A figura a seguir dá uma ideia de uma montagem de detector ajustável.
A imagem a seguir representa a aplicação prática deste dispositivo. Ele termina na extremidade e tem uma abertura na outra extremidade, igual à anterior.
Para fornecer uma correspondência entre o sistema de transmissão de micro-ondas e a montagem do detector, um stub ajustável é freqüentemente usado. Existem três tipos diferentes de stubs ajustáveis.
- Detector de guia de onda ajustável
- Detector coaxial ajustável
- Detector de sonda ajustável
Além disso, existem stubs fixos como -
- Sonda ajustada de banda larga fixa
- Montagem de detector compatível com guia de onda fixo
A montagem do detector é o estágio final em uma bancada de micro-ondas que termina no final.
No campo da engenharia de micro-ondas, ocorrem muitas aplicações, como já foi dito no primeiro capítulo. Portanto, ao usar diferentes aplicativos, muitas vezes nos deparamos com a necessidade de medir diferentes valores, como potência, atenuação, mudança de fase, VSWR, impedância, etc. para o uso eficaz.
Neste capítulo, vamos dar uma olhada nas diferentes técnicas de medição.
Medição de potência
A potência de micro-ondas medida é a potência média em qualquer posição no guia de ondas. A medição de potência pode ser de três tipos.
-
Medição de baixa potência (0,01mW a 10mW)
Exemplo - técnica bolométrica
-
Medição de média potência (10mW a 1W)
Exemplo - técnica do calorímetro
-
Medição de alta potência (> 10W)
Exemplo - Calorímetro Wattímetro
Vamos examiná-los em detalhes.
Medição de baixa potência
A medição da potência de Microondas em torno de 0,01mW a 10mW, pode ser entendida como a medição de baixa potência.
Bolometeré um dispositivo que é usado para medições de baixa potência de microondas. O elemento usado no bolômetro pode ser de coeficiente de temperatura positivo ou negativo. Por exemplo, um barrater tem um coeficiente de temperatura positivo cuja resistência aumenta com o aumento da temperatura. O termistor possui coeficiente de temperatura negativo cuja resistência diminui com o aumento da temperatura.
Qualquer um deles pode ser usado no bolômetro, mas a mudança na resistência é proporcional à potência de microondas aplicada para a medição. Este bolômetro é usado em uma ponte dos braços como um só para que qualquer desequilíbrio causado, afete a saída. Um exemplo típico de um circuito de ponte usando um bolômetro é mostrado na figura a seguir.
O miliamperímetro aqui, dá o valor da corrente fluindo. A bateria é variável, que é variada para se obter equilíbrio, quando um desequilíbrio é causado pelo comportamento do bolômetro. Este ajuste que é feito na tensão da bateria DC é proporcional à potência do Micro-ondas. A capacidade de manuseio de energia deste circuito é limitada.
Medição de média potência
A medição de potência de Microondas em torno de 10mW a 1W, pode ser entendida como a medição de potência média.
Uma carga especial é empregada, que geralmente mantém um certo valor de calor específico. A potência a ser medida, é aplicada em sua entrada que altera proporcionalmente a temperatura de saída da carga que já mantém. A diferença no aumento da temperatura especifica a potência de entrada de microondas para a carga.
A técnica de equilíbrio de ponte é usada aqui para obter a saída. O método de transferência de calor é usado para a medição de potência, que é uma técnica calorimétrica.
Medição de alta potência
A medição da potência de Microondas em torno de 10W a 50KW, pode ser entendida como a medição de alta potência.
A potência alta de micro-ondas é normalmente medida por medidores de watt calorimétricos, que podem ser do tipo seco e de fluxo. O tipo seco é denominado assim porque usa um cabo coaxial que é preenchido com dielétrico de alta perda de histerese, enquanto o tipo de fluxo é assim chamado porque usa água ou óleo ou algum líquido que seja um bom absorvedor de microondas.
A mudança na temperatura do líquido antes e depois de entrar na carga, é levada para a calibração dos valores. As limitações deste método são como determinação de fluxo, calibração e inércia térmica, etc.
Medição de Atenuação
Na prática, os componentes e dispositivos de micro-ondas geralmente fornecem alguma atenuação. A quantidade de atenuação oferecida pode ser medida de duas maneiras. Eles são - Método de relação de potência e método de substituição de RF.
A atenuação é a relação entre a potência de entrada e a potência de saída e normalmente é expressa em decibéis.
$$ Atenuação \: in \: dBs = 10 \: log \ frac {P_ {in}} {P_ {out}} $$
Onde $ P_ {in} $ = potência de entrada e $ P_ {out} $ = potência de saída
Método de relação de potência
Nesse método, a medição da atenuação ocorre em duas etapas.
Step 1 - A potência de entrada e saída de toda a bancada Microondas é feita sem o dispositivo cuja atenuação deve ser calculada.
Step 2 - A potência de entrada e saída de toda a bancada Micro-ondas é feita com o dispositivo cuja atenuação deve ser calculada.
A proporção dessas potências, quando comparada, dá o valor de atenuação.
As figuras a seguir são as duas configurações que explicam isso.
Drawback - As medições de potência e atenuação podem não ser precisas, quando a potência de entrada é baixa e a atenuação da rede é grande.
Método de Substituição RF
Nesse método, a medição da atenuação ocorre em três etapas.
Step 1 - A potência de saída de toda a bancada de microondas é medida com a rede cuja atenuação deve ser calculada.
Step 2 - A potência de saída de toda a bancada de microondas é medida substituindo a rede por um atenuador calibrado de precisão.
Step 3 - Agora, este atenuador é ajustado para obter a mesma potência medida com a rede.
As figuras a seguir são as duas configurações que explicam isso.
O valor ajustado no atenuador fornece a atenuação da rede diretamente. A desvantagem do método acima é evitada aqui e, portanto, este é um procedimento melhor para medir a atenuação.
Medição de mudança de fase
Em condições práticas de trabalho, pode ocorrer uma mudança de fase no sinal do sinal real. Para medir essa mudança de fase, usamos uma técnica de comparação, pela qual podemos calibrar a mudança de fase.
A configuração para calcular a mudança de fase é mostrada na figura a seguir.
Aqui, após a fonte de micro-ondas gerar o sinal, ele é passado por uma junção em T de plano H a partir da qual uma porta é conectada à rede cujo deslocamento de fase deve ser medido e a outra porta é conectada a um deslocador de fase de precisão ajustável.
A saída demodulada é uma onda senoidal de 1 KHz, que é observada no CRO conectado. Este deslocador de fase é ajustado de forma que sua saída de onda senoidal de 1 KHz também corresponda ao acima. Depois que o casamento é feito observando no CRO de modo duplo, este deslocador de fase de precisão nos dá a leitura do deslocamento de fase. Isso é claramente compreendido pela figura a seguir.
Este procedimento é o mais usado na medição do deslocamento de fase. Agora, vamos ver como calcular o VSWR.
Medição de VSWR
Em qualquer aplicação prática de microondas, qualquer tipo de incompatibilidade de impedância leva à formação de ondas estacionárias. A força dessas ondas estacionárias é medida pela relação de onda estacionária de tensão ($ VSWR $). A relação entre a tensão máxima e a mínima dá $ VSWR $, que é denotado por $ S $.
$$ S = \ frac {V_ {max}} {V_ {min}} = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} $$
Onde, $ \ rho = reflexão \: coeficiente = \ frac {P_ {refletido}} {P_ {incidente}} $
A medição de $ VSWR $ pode ser feita de duas maneiras, medições de $ VSWR $ Baixo e $ VSWR $ Alto.
Medição de baixo VSWR (S <10)
A medição de baixo $ VSWR $ pode ser feita ajustando o atenuador para obter uma leitura em um milivoltímetro CC que é um medidor VSWR. As leituras podem ser feitas ajustando a linha ranhurada e o atenuador de forma que o milivoltímetro CC mostre uma leitura de escala completa e também uma leitura mínima.
Agora, essas duas leituras são calculadas para descobrir o $ VSWR $ da rede.
Medição de alto VSWR (S> 10)
A medição de $ VSWR $ alto cujo valor é maior que 10 pode ser medida por um método chamado de double minimum method. Neste método, a leitura no valor mínimo é feita, e as leituras no meio ponto do valor mínimo na crista antes e na crista depois também são feitas. Isso pode ser entendido pela figura a seguir.
Agora, o $ VSWR $ pode ser calculado por uma relação, dado como -
$$ VSWR = \ frac {\ lambda_ {g}} {\ pi (d_2-d_1)} $$
Onde, $ \ lambda_g \: é \: o \: guiado \: comprimento de onda $
$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {\ sqrt {1 - (\ frac {\ lambda_0} {\ lambda_c}) ^ 2}} \ quad onde \: \ lambda_0 \: = {c} / {f} $$
Como os dois pontos mínimos estão sendo considerados aqui, isso é chamado de método de mínimo duplo. Agora, vamos aprender sobre a medição de impedância.
Medição de impedância
Além do Magic Tee, temos dois métodos diferentes, um usando a linha com fenda e o outro usando o refletômetro.
Impedância usando a linha com fenda
Neste método, a impedância é medida usando linha entalhada e carga $ Z_L $ e usando isso, $ V_ {max} $ e $ V_ {min} $ podem ser determinados. Nesse método, a medição da impedância ocorre em duas etapas.
Step 1 - Determinando Vmin usando load $ Z_L $.
Step 2 - Determinar Vmin por curto-circuito na carga.
Isso é mostrado nas figuras a seguir.
Quando tentamos obter os valores de $ V_ {max} $ e $ V_ {min} $ usando uma carga, obtemos certos valores. Porém, se o mesmo for feito por curto-circuito na carga, o mínimo é deslocado, seja para a direita ou para a esquerda. Se esse deslocamento for para a esquerda, significa que a carga é indutiva e se for para a direita, significa que a carga é capacitiva por natureza. A figura a seguir explica isso.
Ao registrar os dados, uma impedância desconhecida é calculada. A impedância e o coeficiente de reflexão $ \ rho $ podem ser obtidos em magnitude e fase.
Impedância usando o refletômetro
Ao contrário da linha com fenda, o refletômetro ajuda a encontrar apenas a magnitude da impedância e não o ângulo de fase. Neste método, dois acopladores direcionais que são idênticos, mas diferem na direção, são tomados.
Esses dois acopladores são usados na amostragem da potência incidente $ P_i $ e da potência refletida $ P_r $ da carga. O refletômetro é conectado conforme mostrado na figura a seguir. É usado para obter a magnitude do coeficiente de reflexão $ \ rho $, a partir do qual a impedância pode ser obtida.
A partir da leitura do refletômetro, temos
$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$
A partir do valor de $ \ rho $, o $ VSWR $, ou seja, $ S $ e a impedância podem ser calculados por
$$ S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} \ quad and \ quad \ frac {z-z_g} {z + z_g} = \ rho $$
Onde, $ z_g $ é a impedância de onda conhecida e $ z $ é a impedância desconhecida.
Embora os parâmetros de onda direta e reversa sejam observados aqui, não haverá interferência devido à propriedade direcional dos acopladores. O atenuador ajuda a manter a baixa potência de entrada.
Medição de Q do ressonador de cavidade
Embora existam três métodos, como método de transmissão, método de impedância e decaimento transiente ou método de decremento para medição Q de um ressonador de cavidade, o método mais fácil e seguido é o Transmission Method. Portanto, vamos dar uma olhada em sua configuração de medição.
Neste método, o ressonador de cavidade atua como o dispositivo que transmite. O sinal de saída é traçado como uma função da frequência, o que resulta em uma curva ressonante, conforme mostrado na figura a seguir.
A partir da configuração acima, a frequência do sinal da fonte de microondas é variada, mantendo o nível do sinal constante e então a potência de saída é medida. O ressonador de cavidade é sintonizado nesta frequência e o nível do sinal e a potência de saída são novamente anotados para notar a diferença.
Quando a saída é plotada, a curva de ressonância é obtida, a partir da qual podemos notar os valores de Half Power Bandwidth (HPBW) $ (2 \ Delta) $.
$$ 2 \ Delta = \ pm \ frac {1} {Q_L} $$
Onde, $ Q_L $ é o valor carregado
$$ ou \ quad Q_L = \ pm \ frac {1} {2 \ Delta} = \ pm \ frac {w} {2 (w-w_0)} $$
Se o acoplamento entre a fonte de microondas e a cavidade, bem como o acoplamento entre o detector e a cavidade forem negligenciados, então
$$ Q_L = Q_0 \: (descarregado \: Q) $$
Recua
A principal desvantagem deste sistema é que a precisão é um pouco pobre em sistemas com Q muito alto devido à faixa estreita de operação.
Cobrimos muitos tipos de técnicas de medição de diferentes parâmetros. Agora, vamos tentar resolver alguns problemas de exemplo sobre isso.
Neste capítulo, vamos nos divertir resolvendo alguns problemas numéricos relacionados às microondas.
Problema 1
Um sistema de transmissão usando um guia de onda $ TE_ {10} $ modo de dimensões $ a = 5cm, b = 3cm $ está operando em 10GHz. A distância medida entre dois pontos mínimos de potência é1mm on a slotted line. Calculate the VSWR of the system.
Solução
Dado que $ f = 10GHz; a = 5cm; b = 3cm $
Para guia de onda do modo $ TE_ {10} $,
$$ \ lambda_c = 2a = 2 \ vezes 5 = 10 cm $$
$$ \ lambda_0 = \ frac {c} {f} = \ frac {3 \ times10 ^ {10}} {10 \ times10 ^ 9} = 3cm $$
$$ d_2-d_1 = 1mm = 10 ^ {- 1} cm $$
Nós sabemos
$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {1 - ({\ lambda_0} / {\ lambda_c}) ^ 2} = \ frac {3} {\ sqrt {1 - ({3} / {10}) ^ 2}} = 3,144cm $$
Para o método de mínimo duplo VSWR é dado por
$$ VSWR = \ frac {\ lambda_g} {\ pi (d_2-d_1)} = \ frac {3,144} {\ pi (1 \ times10 ^ {- 1})} = 10,003 = 10 $$
Portanto, o valor VSWR para o sistema de transmissão fornecido é 10.
Problema 2
Em uma configuração para medir a impedância de um refletômetro, qual é o coeficiente de reflexão quando as saídas de dois acopladores são 2mw e 0.5mw respectivamente?
Solução
Dado que
$$ \ frac {P_i} {100} = 2mw \ quad e \ quad \ frac {P_r} {100} = 0,5mw $$
$$ P_i = 2 \ vezes 100mw = 200mw $$
$$ P_r = 0,5 \ vezes 100mw = 50mw $$
$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {50mw} {200mw}} = \ sqrt {0,25} = 0,5 $$
Portanto, o coeficiente de reflexão $ \ rho $ da configuração fornecida é 0,5.
Problema 3
Quando dois acopladores idênticos são usados em um guia de onda para amostrar a potência incidente como 3mw e a potência refletida como 0.25mwe encontre o valor de $ VSWR $.
Solução
Nós sabemos isso
$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {0,25} {3}} = \ sqrt {0,0833} = 0,288 $$
$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = \ frac {1 + 0,288} {1-0,288} = \ frac {1,288} {0,712} = 1,80 $$
Portanto, o valor de $ VSWR $ para o sistema acima é 1,80
Problema 4
Dois idênticos 30dBacopladores direcionais são usados para amostrar a potência incidente e refletida em um guia de ondas. O valor de VSWR é6 e a saída da potência incidente de amostragem do acoplador é 5mw. Qual é o valor da potência refletida?
Solução
Nós sabemos isso
$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = 6 $$
$$ (1+ \ rho) = 6 (1- \ rho) = 6 - 6 \ rho $$
$$ 7 \ rho = 5 $$
$$ \ rho = \ frac {5} {7} = 0,174 $$
Para obter o valor da potência refletida, temos
$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {{P_r} / {10 ^ 3}} {{P_i} / {10 ^ 3}}} = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$
$$ ou \ quad \ rho ^ 2 = \ frac {P_r} {P_i} $$
$$ P_r = \ rho ^ 2.P_i = (0,714) ^ 2,5 = 0,510 \ vezes 5 = 2,55 $$
Portanto, a potência refletida neste guia de ondas é 2,55mW.