マイクロ波工学-クイックガイド

電磁スペクトルは、電磁放射の全範囲で構成されています。放射線は、伝播するときに移動して広がるエネルギーです。電磁スペクトルを作る電磁放射の種類を次のスクリーンショットに示します。

ここで、マイクロ波の特性を見てみましょう。

マイクロ波の特性

以下は、マイクロ波の主な特性です。

  • マイクロ波は、より短い波長の電磁エネルギーを放射する波です。

  • マイクロ波は電離層では反射されません。

  • マイクロ波は直線的に伝わり、導電面で反射されます。

  • マイクロ波は、より短い距離で簡単に減衰されます。

  • マイクロ波電流は、ケーブルの薄層を流れることができます。

マイクロ波の利点

マイクロ波には、次のような多くの利点があります。

  • より広い帯域幅をサポートするため、より多くの情報が送信されます。このため、マイクロ波はポイントツーポイント通信に使用されます。

  • より多くのアンテナゲインが可能です。

  • 帯域幅が広いほど、より高いデータレートが送信されます。

  • 周波数が高くなると、アンテナのサイズが小さくなります。

  • 信号の周波数が高いため、消費電力が少なくなります。

  • 見通し内伝搬を使用することにより、フェージングの影響が軽減されます。

  • レーダーシステムに効果的な反射領域を提供します。

  • 大容量の衛星通信や地上通信が可能です。

  • 低コストのミニチュアマイクロ波コンポーネントを開発できます。

  • 利用可能なすべての動作周波数範囲で、さまざまなアプリケーションで効果的なスペクトルを使用できます。

マイクロ波のデメリット

マイクロ波には、次のようないくつかの欠点があります。

  • 設備費や設置費が高い。
  • それらは重く、より多くのスペースを占有します。
  • 電磁干渉が発生する可能性があります。
  • 温度によって誘電特性が変化する場合があります。
  • 電力の固有の非効率性。

マイクロ波の応用

マイクロ波にはさまざまな用途がありますが、他の放射線では不可能です。彼らは-

無線通信

  • 長距離電話の場合
  • Bluetooth
  • WIMAXオペレーション
  • 中継放送
  • 放送補助サービス
  • リモートピックアップユニット
  • スタジオ/トランスミッターリンク
  • 直接放送衛星(DBS)
  • パーソナル通信システム(PCS)
  • ワイヤレスローカルエリアネットワーク(WLAN)
  • セルラービデオ(CV)システム
  • 自動車衝突回避システム

エレクトロニクス

  • 高速ジッターフリースイッチ
  • 移相器
  • HF生成
  • チューニング要素
  • ECM / ECCM(電子対策)システム
  • スペクトラム拡散システム

商用利用

  • 盗難警報器
  • ガレージドア開閉装置
  • 警察の速度検出器
  • 非接触法による識別
  • 携帯電話、ポケットベル、無線LAN
  • 衛星テレビ、XMラジオ
  • モーションディテクター
  • リモートセンシング

ナビゲーション

  • グローバルナビゲーション衛星システム
  • 全地球測位システム(GPS)

軍事およびレーダー

  • ターゲットの範囲と速度を検出するレーダー。

  • SONARアプリケーション

  • 航空管制

  • 天気予報

  • 船の航行

  • 掃海アプリケーション

  • 制限速度の施行

  • 軍隊は、通信および上記のアプリケーションにマイクロ波周波数を使用しています。

研究アプリケーション

  • 原子共鳴
  • 核共鳴

電波天文学

  • 宇宙マイクロ波背景放射をマークする
  • 宇宙の強力な波の検出
  • 宇宙と地球の大気中の多くの放射線の検出

食品業界

  • 再加熱と調理に使用される電子レンジ
  • 食品加工アプリケーション
  • 予熱アプリケーション
  • Pre-cooking
  • 食用穀物/豆の焙煎
  • ポテトチップスの乾燥
  • 水分レベリング
  • 水分子を吸収する

産業用途

  • 加硫ゴム
  • 分析化学アプリケーション
  • 乾燥および反応プロセス
  • セラミックの加工
  • ポリマーマトリックス
  • 表面改質
  • 化学蒸気処理
  • 粉末加工
  • 医薬品の滅菌
  • 化学合成
  • 廃棄物の修復
  • 動力伝達
  • トンネルボーリング
  • 砕石/コンクリート
  • 石炭の継ぎ目を壊す
  • セメントの硬化
  • RF照明
  • 核融合炉
  • アクティブディナイアルシステム

半導体処理技術

  • 反応性イオンエッチング
  • 化学蒸着

分光法

  • 電子常磁性共鳴(EPRまたはESR)分光法
  • 化学物質の不対電子について知るため
  • 材料中のフリーラジカルを知るために
  • 電子化学

医療アプリケーション

  • 心拍の監視
  • 肺水の検出
  • 腫瘍の検出
  • 局所温熱療法
  • 治療への応用
  • 局所暖房
  • Angioplasty
  • マイクロ波トモグラフィー
  • マイクロ波音響イメージング

波が伝播するためには、媒体が必要です。マイクロ波の伝搬には、さまざまな種類の伝送線路が使用されます。次の章でそれらについて学びましょう。

A transmission lineは、あるポイントから別のポイントにエネルギーを伝達するコネクタです。送電線理論の研究は、電力と機器の効果的な使用に役立ちます。

伝送線路には基本的に4つのタイプがあります-

  • 2線式並列伝送ライン
  • 同軸線
  • ストリップタイプの基板伝送線路
  • Waveguides

送信中または受信中に、電力を無駄にすることなく、エネルギー伝達を効果的に行う必要があります。これを達成するために、考慮しなければならない特定の重要なパラメータがあります。

伝送線路の主なパラメータ

伝送線路の重要なパラメータは、抵抗、インダクタンス、静電容量、コンダクタンスです。

抵抗とインダクタンスを合わせて伝送線路と呼びます impedance

静電容量とコンダクタンスを合わせて、 admittance

抵抗

伝送線路を構成する材料によって提供される抵抗は、特に短い線路の場合、かなりの量になります。ライン電流が増加すると、オーム損失$ \ left(I ^ {2} R \:損失\ right)$も増加します。

抵抗 $R$ 長さの導体の "$l$" と断面 "$a$" として表されます

$$ R = \ rho \ frac {l} {a} $$

どこ

?? $ \ rho $ =導体材料の抵抗率。一定です。

温度と電流の周波数は、ラインの抵抗に影響を与える主な要因です。導体の抵抗は、温度の変化に比例して変化します。一方、電流の周波数が増加すると、導体の表面に向かう電流密度も増加します。そうしないと、導体の中心に向かう電流密度が増加します。

これは、電流が導体の表面に向かって流れるほど、中心に向かって流れることが少なくなることを意味します。これは、 Skin Effect

インダクタンス

AC送電線では、電流は正弦波状に流れます。この電流は、電場に垂直な磁場を誘導しますが、これも正弦波状に変化します。これはファラデーの法則としてよく知られています。次の図に、フィールドを示します。

この変化する磁場は、導体にいくらかのEMFを誘導します。ここで、この誘導電圧またはEMFは、最初に流れる電流とは逆方向に流れます。反対方向に流れるこのEMFは、次のようなパラメータで同等に示されます。Inductance、これは電流のシフトに対抗する特性です。

それは「L"。測定単位は"Henry(H)"。

コンダクタンス

送電線とアースの間、および相導体の間にも漏れ電流があります。この少量の漏れ電流は、通常、絶縁体の表面を流れます。この漏れ電流の逆数は、Conductance。それは「G"。

ライン電流の流れはインダクタンスに関連し、2点間の電圧差は静電容量に関連します。インダクタンスは磁場に関連し、静電容量は電場に関連します。

キャパシタンス

間の電圧差 Phase conductors導体間に電界が発生します。2つの導体は平行板のようであり、それらの間の空気は誘電体になります。このパターンは、導体間の静電容量効果を引き起こします。

特性インピーダンス

均一な無損失伝送線路を考えると、一方向に進行する波の場合、反射のないその線路に沿った電圧と電流の振幅の比率は次のように呼ばれます。 Characteristic impedance

$ Z_0 $で表されます

$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {電圧\:\:波\:\:値} {電流\:\:波\:\:値}} $$

$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {R + jwL} {G + jwC}} $$

ロスレス回線の場合、$ R_0 = \ sqrt {\ frac {L} {C}} $

ここで、$ L $と$ C $は、単位長さあたりのインダクタンスと静電容量です。

インピーダンス整合

負荷への最大電力伝達を実現するには、インピーダンス整合を行う必要があります。このインピーダンス整合を実現するには、次の条件を満たす必要があります。

負荷の抵抗は、ソースの抵抗と等しくなければなりません。

$$ R_L = R_S $$

負荷のリアクタンスはソースのリアクタンスと同じである必要がありますが、符号は逆です。

$$ X_L = -X_S $$

つまり、ソースが誘導性の場合、負荷は容量性である必要があり、その逆も同様です。

反射係数

伝送線路のインピーダンス整合による反射エネルギーの量を表すパラメータは、次のように呼ばれます。 Reflection coefficient。$ \ rho $で示されます(rho)

これは、「負荷端子での入射電圧に対する反射電圧の比率」として定義できます。

$$ \ rho = \ frac {reflected \:voltage} {incident \:voltage} = \ frac {V_r} {V_i} \:at \:load \:terminals $$

デバイスと伝送ライン間のインピーダンスが互いに一致しない場合、エネルギーが反射されます。エネルギーが高く反射されるほど、$ \ rho $反射係数の値は大きくなります。

電圧定在波比(VSWR)

定在波は、入射波が反射すると形成されます。形成される定在波には、ある程度の電圧が含まれています。定在波の大きさは、定在波比で測定できます。

定在波の最小電圧に対する最大電圧の比率は、電圧定在波比(VSWR)として定義できます。「$ S $」で表されます。

$$ S = \ frac {\ left | V_ {max} \ right |} {\ left | V_ {min} \ right |} \ quad 1 \:\ leq S \ leq \ infty $$

VSWRは、入射波と反射波の位相の加算と減算によって伝送ラインに存在する電圧定在波パターンを表します。

したがって、次のように書くこともできます。

$$ S = \ frac {1 + \ rho} {1- \ rho} $$

インピーダンスの不一致が大きいほど、定在波の振幅が大きくなります。したがって、インピーダンスが完全に一致している場合、

$$ V_ {max}:V_ {min} = 1:1 $$

したがって、VSWRの値は1です。これは、送信が完全であることを意味します。

送電線の効率

伝送線路の効率は、入力電力に対する出力電力の比率として定義されます。

$ \%\:効率\:of \:送信\:回線\:\ eta = \ frac {電力\:配信\:受信\:受信} {電力\:送信\:送信元\:\:送信\:終了} \ times 100 $

電圧調整

電圧レギュレーションは、送電線の送信端と受信端の間の電圧の大きさの変化として定義されます。

$ \%\:電圧\:レギュレーション= \ frac {送信\:終了\:電圧-\:受信\:終了\:電圧} {送信\:終了\:電圧} \ times 100 $

インピーダンス整合による損失

整合した負荷で終端されていない場合、伝送ラインは損失で発生します。これらの損失には、減衰損失、反射損失、伝送損失、反射減衰量、挿入損失など、さまざまな種類があります。

減衰損失

伝送線路での信号の吸収によって発生する損失は、減衰損失と呼ばれ、次のように表されます。

$$減衰\:損失(dB)= 10 \:log_ {10} \ left [\ frac {E_i --E_r} {E_t} \ right] $$

どこ

  • $ E_i $ =入力エネルギー

  • $ E_r $ =負荷から入力までの反射エネルギー

  • $ E_t $ =負荷に伝達されるエネルギー

反射損失

伝送線路のインピーダンス不整合による信号の反射によって発生する損失は、反射損失と呼ばれ、次のように表されます。

$$反射\:損失(dB)= 10 \:log_ {10} \ left [\ frac {E_i} {E_i --E_r} \ right] $$

どこ

  • $ E_i $ =入力エネルギー

  • $ E_r $ =負荷からの反射エネルギー

伝送損失

伝送線路を介した伝送中に発生する損失は、伝送損失と呼ばれ、次のように表されます。

$$ Transmission \:loss(dB)= 10 \:log_ {10} \:\ frac {E_i} {E_t} $$

どこ

  • $ E_i $ =入力エネルギー

  • $ E_t $ =送信エネルギー

リターンロス

伝送線路によって反射される電力の測定値は反射減衰量と呼ばれ、次のように表されます。

$$ Return \:loss(dB)= 10 \:log_ {10} \:\ frac {E_i} {E_r} $$

どこ

  • $ E_i $ =入力エネルギー

  • $ E_r $ =反射エネルギー

挿入損失

送電線を使用しないエネルギー伝達と比較して、送電線を使用するエネルギー伝達によって発生する損失は、挿入損失と呼ばれ、次のように表されます。

$$挿入\:損失(dB)= 10 \:log_ {10} \:\ frac {E_1} {E_2} $$

どこ

  • $ E_1 $ =送電線なしで、ソースに直接接続されたときに負荷が受け取るエネルギー。

  • $ E_2 $ =送電線が負荷とソースの間に接続されているときに負荷が受け取るエネルギー。

スタブマッチング

負荷インピーダンスがソースインピーダンスと一致しない場合、「スタブマッチング」と呼ばれる方法を使用してマッチングを実現することがあります。

と呼ばれる開線または短絡線のセクションを接続するプロセス stubs いくつかのポイントでメインラインがあるシャントでは、次のように呼ぶことができます Stub Matching

より高いマイクロ波周波数では、基本的に2つのスタブマッチング技術が採用されます。

シングルスタブマッチング

シングルスタブマッチングでは、特定の固定長のスタブが負荷からある程度の距離に配置されます。周波数を変更する場合は、スタブの位置を変更する必要があるため、固定周波数でのみ使用されますが、これは行われません。この方法は同軸線には適していません。

ダブルスタブマッチング

ダブルスタッドマッチングでは、可変長の2つのスタブが特定の位置に固定されます。負荷が変化すると、スタブの長さのみが調整されて一致します。これは、単一の周波数マッチングデバイスとして実験室で広く使用されています。

次の図は、スタブマッチングがどのように見えるかを示しています。

上図に示すように、シングルスタブ整合とダブルスタブ整合は、インピーダンス整合を実現するために伝送ラインで実行されます。

波には電場と磁場の両方があります。電界と磁界のすべての横方向成分は、z方向の電界と磁界の軸方向成分から決定されます。これにより、マイクロ波でのTE、TM、TEM、ハイブリッドなどのモード形成が可能になります。モードの種類を見てみましょう。

相互に垂直な3つの方向x、y、zに沿った電界成分と磁界成分の方向は次の図のようになります。

モードの種類

マイクロ波の伝搬モードは次のとおりです。

TEM(横電磁波)

このモードでは、電界と磁界の両方が純粋に伝搬方向を横切っています。$ 'Z' $方向のコンポーネントはありません。

$$ E_z = 0 \:および\:H_z = 0 $$

TE(横波)

このモードでは、電界は伝搬方向に対して純粋に横方向ですが、磁界はそうではありません。

$$ E_z = 0 \:および\:H_z \ ne 0 $$

TM(横電磁波)

このモードでは、磁場は伝搬方向に対して純粋に横方向ですが、電場はそうではありません。

$$ E_z \ ne 0 \:および\:H_z = 0 $$

HE(ハイブリッドウェーブ)

このモードでは、電界も磁界も伝搬方向に対して純粋に横方向ではありません。

$$ E_z \ ne 0 \:および\:H_z \ ne 0 $$

伝送線路の理論は、ゴーパスとリターンパスを持つ導体システム、つまりTEM波をサポートできる導体システムにのみ適用できるため、通常、複数導体ラインはTEM伝搬モードをサポートします。

導波管は、TEモードとTMモードを許可しますが、TEMモードは許可しない単一導体線です。オープンコンダクタガイドはハイブリッド波をサポートします。伝送線路の種類については、次の章で説明します。

従来のオープンワイヤ伝送ラインは、放射損失が大きいため、マイクロ波伝送には適していません。マイクロ波周波数では、使用される伝送線路は大きく3つのタイプに分類できます。彼らは-

  • 多芯線
    • 同軸線
    • ストリップライン
    • マイクロストリップライン
    • スロットライン
    • 同一平面上の線など
  • 単線(導波管)
    • 方形導波管
    • 円形導波管
    • 楕円導波管
    • シングルリッジ導波管
    • ダブルリッジ導波管など
  • 開いた境界構造
    • 誘電体ロッド
    • オープン導波管など

多芯線

複数の導体を持つ伝送ラインは、マルチコンダクタラインと呼ばれます。

同軸線

これは主に高周波アプリケーションに使用されます。

同軸線は、内径のある内部導体で構成されています d、そしてその周りに同心の円筒形の絶縁材料。これは、内径の同心円筒である外部導体に囲まれています。D。この構造は、次の図を見るとよく理解できます。

同軸ケーブルの基本的かつ支配的なモードはTEMモードです。同軸ケーブルにはカットオフ周波数はありません。それはすべての周波数を通過します。ただし、より高い周波数では、一部の高次の非TEMモードが伝搬を開始し、多くの減衰を引き起こします。

ストリップライン

これらは、100MHzから100GHzの周波数で使用される平面伝送ラインです。

A Strip line 幅の中央の薄い導電性ストリップで構成されています ω その厚さよりも大きい t。これは、低損失誘電体の内部に配置されている(ε R)基板厚さB / 2両者の広いグランド板。グラウンドプレートの幅は、プレート間の間隔の5倍です。

金属中心導体の厚さと金属グランドプレーンの厚さは同じです。次の図は、ストリップライン構造の断面図を示しています。

ストリップラインの基本的で支配的なモードはTEMモードです。にとってb<λ/2、横方向への伝播はありません。ストリップラインのインピーダンスは、幅の比率に反比例しますω 距離への内部導体の b グランドプレーン間。

マイクロストリップライン

ストリップラインには、調整や調整のためにアクセスできないという欠点があります。これは、アクティブまたはパッシブデバイスの取り付けを可能にし、回路の製造後に微調整を行うこともできるマイクロストリップラインでは回避されます。

マイクロストリップラインは非対称の平行平板伝送ラインであり、誘電体基板の下部に金属化されたアースがあり、上部に厚さの薄い導電性ストリップがあります。t'と幅'ω'。これは、マイクロストリップラインを示す次の図を見ると理解できます。

マイクロストリップの特性インピーダンスは、ストリップライン幅の関数です。 (ω)、厚さ (t) 線と地面の間の距離 (h)。マイクロストリップラインには、埋め込みマイクロストリップ、反転マイクロストリップ、吊り下げマイクロストリップ、スロット付きマイクロストリップ伝送ラインなど、さまざまなタイプがあります。

これらに加えて、平行ストリップラインやコプレーナストリップラインなどの他のいくつかのTEMラインもマイクロ波集積回路に使用されています。

その他の行

A Parallel Strip line2導体伝送ラインに似ています。準TEMモードをサポートできます。次の図はこれを説明しています。

A Coplanar strip lineは、接続に便利なように、1つのストリップが接地された2つの導電性ストリップで形成され、両方が同じ基板表面に配置されています。次の図はこれを説明しています。

A Slot line transmission lineは、誘電体基板上の導電性コーティングのスロットまたはギャップで構成され、この製造プロセスはマイクロストリップラインと同じです。以下はその図式表現です。

コプレーナ導波路は、誘電体スラブの表面に堆積された薄い金属膜のストリップで構成されています。このスラブには、同じ表面上でストリップに隣接して平行に走る2つの電極があります。次の図はこれを説明しています。

これらのマイクロストリップラインはすべて、伝送ラインの製造にかさばり、高価なものを使用することが不利になるマイクロ波アプリケーションで使用されます。

オープン境界構造

これらは次のように述べることもできます Open Electromagnetic Waveguides。金属シールドで完全に囲まれていない導波管は、オープン導波管と見なすことができます。自由空間も一種の開放導波路と見なされます。

開放導波路は、電磁波を導くことができる、縦軸対称性と無制限の断面を持つ任意の物理的デバイスとして定義することができます。それらはもはや離散的ではないスペクトルを持っています。マイクロストリップラインや光ファイバーもオープン導波路の例です。

一般に、信号の周波数または信号の特定の帯域が高い場合、信号が他の信号を蓄積するためのより多くのスペースを提供するため、帯域幅の使用率が高くなります。ただし、高周波信号は減衰せずに長距離を移動することはできません。伝送線路は信号が長距離を移動するのに役立つことを研究しました。

マイクロ波は、マイクロ波伝送ラインの一部として機能するマイクロ波回路、コンポーネント、およびデバイスを介して伝播します。これらは、広く導波管と呼ばれます。

管の内壁からの連続反射によって電磁波を伝達するための均一な断面の中空の金属管は、 Waveguide

次の図は、導波管の例を示しています。

マイクロ波通信では、一般に導波管が好ましい。導波管は、中空の金属管である特殊な形式の伝送ラインです。伝送線路とは異なり、導波管には中心導体がありません。

導波管の主な特徴は次のとおりです。

  • 管壁は分散インダクタンスを提供します。

  • 管壁間の空きスペースは、分散静電容量を提供します。

  • これらはかさばり、高価です。

導波管の利点

以下は、導波管のいくつかの利点です。

  • 導波管は製造が簡単です。

  • それらは非常に大きな電力(キロワット単位)を処理できます。

  • 導波管の電力損失はごくわずかです。

  • それらは非常に低い損失を提供します(アルファ減衰の値が低い)。

  • マイクロ波エネルギーが導波管を通過するとき、同軸ケーブルよりも損失が少なくなります。

導波管の種類

導波管には5つのタイプがあります。

  • 方形導波管
  • 円形導波管
  • 楕円導波管
  • シングルリッジ導波管
  • ダブルリッジ導波管

次の図は、導波管のタイプを示しています。

上に示したタイプの導波管は、中央が中空で、銅の壁で構成されています。これらは、内面にAuまたはAgの薄いライニングがあります。

ここで、伝送線路と導波管を比較してみましょう。

伝送線路と導波管

伝送線路と導波管の主な違いは次のとおりです。

  • A two conductor structure TEM波をサポートできるのが伝送線路です。

  • A one conductor structure TE波またはTM波をサポートできるが、TEM波をサポートできないものを導波管と呼びます。

次の表は、伝送線路と導波管の違いを示しています。

伝送ライン 導波管
TEMウェーブをサポート TEMウェーブはサポートできません
すべての周波数が通過できます カットオフ周波数よりも高い周波数のみが通過できます
2導体伝送 1導体伝送
反射が少ない 波は導波管の壁からの反射を通って伝わります
特性インピーダンスがあります 波動インピーダンスがあります
波の伝播は「回路理論」による 波の伝播は「場の理論」による
アースへの戻り導体があります 導波管本体はアースとして機能するため、戻り導体は必要ありません。
帯域幅は制限されていません 帯域幅は制限されています
波は分散しません 波が分散する

位相速度

位相速度は、波が次の位相シフトを受けるために位相を変化させる速度です。 ラジアン。これは、変調されたときの正弦波の波動成分の速度の変化として理解できます。

位相速度の方程式を導き出しましょう。

定義によると、相変化率は ラジアンを考慮する必要があります。

つまり、 $λ$ / $T$ したがって、

$$ V = \ frac {\ lambda} {T} $$

どこ、

$λ$ =波長および$ T $ =時間

$$ V = \ frac {\ lambda} {T} = \ lambda f $$

$ f = \ frac {1} {T} $なので

分子と分母にを掛けると 次に、

$$ V = \ lambda f = \ frac {2 \ pi \ lambda f} {2 \ pi} $$

$ \ omega = 2 \ pi f $であることがわかっています and $ \ beta = \ frac {2 \ pi} {f} $

上記の式は次のように書くことができます。

$$ V = \ frac {2 \ pi f} {\ frac {2 \ pi} {\ lambda}} = \ frac {\ omega} {\ beta} $$

したがって、位相速度の式は次のように表されます。

$$ V_p = \ frac {\ omega} {\ beta} $$

群速度

群速度は、波が導波管を伝搬する速度として定義できます。これは、変調されたエンベロープがキャリアのみと比較して移動する速度として理解できます。この変調波は導波管を通過します。

群速度の方程式は次のように表されます。

$$ V_g = \ frac {d \ omega} {d \ beta} $$

変調されたエンベロープの速度は通常、キャリア信号よりも遅くなります。

この章では、マイクロ波トランジスタやさまざまな種類のダイオードなどのマイクロ波コンポーネントについて説明します。

マイクロ波トランジスタ

マイクロ波周波数に耐える特別なトランジスタを開発する必要があります。したがって、マイクロ波アプリケーションの場合、silicon n-p-n transistorsマイクロ波周波数で適切な電力を提供できるものが開発されました。それらは、5dBのゲインで3GHzの周波数で通常5ワットです。このようなトランジスタの断面図を次の図に示します。

マイクロ波トランジスタの構築

アン n タイプのエピタキシャル層は上に成長します n+コレクターを構成する基板。これについてn領域では、SiO2層が熱的に成長します。Ap-base そして高濃度にドープされた n-emittersベースに拡散します。オーミック接触用の開口部は酸化物で作られています。接続は並行して行われます。

このようなトランジスタは、インターデジタル、オーバーレイ、またはマトリックスのいずれかに分類される表面形状を持っています。これらのフォームを次の図に示します。

パワートランジスタは、3つの表面形状すべてを採用しています。

小信号トランジスタは、交互に配置された表面形状を採用しています。インターデジタル構造は、L、S、およびCバンドの小信号アプリケーションに適しています。

マトリックスジオメトリは、メッシュまたはエミッタグリッドと呼ばれることもあります。オーバーレイおよびマトリックス構造は、UHFおよびVHF領域のパワーデバイスとして役立ちます。

マイクロ波トランジスタの動作

マイクロ波トランジスタでは、最初にエミッタ-ベース接合とコレクタ-ベース接合が逆バイアスされます。マイクロ波信号を印加すると、エミッタ-ベース接合は順方向にバイアスされます。もしp-n-pトランジスタが考慮され、信号の正のピークの適用は、エミッタ-ベース接合を順方向にバイアスし、穴を薄い負のベースにドリフトさせます。正孔はさらに加速して、コレクタとベース端子間のバイアス電圧の負端子になります。コレクタに接続された負荷は、電流パルスを受け取ります。

ソリッドステートデバイス

ソリッドステートマイクロ波デバイスの分類を行うことができます-

  • それらの電気的挙動に応じて

    • 非線形抵抗タイプ。

      例-バリスタ(可変抵抗)

    • 非線形リアクタンスタイプ。

      例-バラクター(可変リアクター)

    • 負性抵抗タイプ。

      例-トンネルダイオード、Impattダイオード、Gunnダイオード

    • 制御可能なインピーダンスタイプ。

      例-PINダイオード

  • それらの構造に応じて
    • 点接触ダイオード
    • ショットキーバリアダイオード
    • 金属酸化物半導体デバイス(MOS)
    • 金属絶縁装置

ここで説明した種類のダイオードには、増幅、検出、発電、位相シフト、ダウンコンバージョン、アップコンバージョン、制限変調、スイッチングなど、多くの用途があります。

バラクターダイオード

逆バイアス接合の電圧可変容量は、バラクターダイオードと呼ぶことができます。バラクタダイオードは、ダイオードの逆バイアスの関数として接合容量を変化させることができる半導体デバイスです。典型的なバラクターダイオードのCV特性とその記号を次の図に示します。

接合容量は、印加電圧と接合設計によって異なります。私達はことを知っています、

$$ C_j \:\ alpha \:V_ {r} ^ {-n} $$

どこ

  • $ C_j $ =接合容量

  • $ V_r $ =逆バイアス電圧

  • $n$ =ジャンクションのタイプを決定するパラメータ

接合部に逆バイアスがかかると、移動体キャリアが接合部を使い果たし、その結果、ダイオードがコンデンサとして動作し、接合部が誘電体として機能する静電容量が発生します。容量は逆バイアスの増加とともに減少します。

ダイオードのカプセル化には、半導体ウェーハに接続された電気リードとセラミックケースに接続されたリードが含まれています。次の図は、マイクロ波バラクターダイオードがどのように見えるかを示しています。

これらは、大きな電力と大きな逆方向降伏電圧を処理することができます。これらは低ノイズです。このダイオードでは接合容量の変動が重要な要素ですが、寄生抵抗、容量、コンダクタンスはすべての実用的なダイオードに関連しているため、低く抑える必要があります。

バラクターダイオードの応用

バラクタダイオードは、次のアプリケーションで使用されます-

  • アップコンバージョン
  • パラメトリックアンプ
  • パルス生成
  • パルス整形
  • スイッチング回路
  • マイクロ波信号の変調

ショットキーバリアダイオード

これは、非線形インピーダンスを示す単純なダイオードです。これらのダイオードは、主にマイクロ波の検出と混合に使用されます。

ショットキーバリアダイオードの構築

半導体ペレットは金属ベースに取り付けられています。バネ仕掛けのワイヤーが鋭い先端でこのシリコンペレットに接続されています。これは、同軸線または導波管線に簡単に取り付けることができます。次の図は、構造を明確に示しています。

ショットキーバリアダイオードの動作

半導体と金属が接触すると、空乏領域が形成されます。金属領域は、比較的空乏幅が小さくなっています。接触すると、半導体から金属への電子の流れが発生します。この枯渇により、半導体内に正の空間電荷が蓄積され、電界がそれ以上の流れに対抗し、界面にバリアが作成されます。

順方向バイアス中はバリア高さが低くなり、電子が金属に注入されますが、逆方向バイアス中はバリア高さが高くなり、電子注入がほぼ停止します。

ショットキーバリアダイオードの利点

これらは以下の利点です。

  • 低価格
  • Simplicity
  • Reliable
  • 雑音指数4〜5dB

ショットキーバリアダイオードの応用

これらは以下のアプリケーションです。

  • 低ノイズミキサー
  • 連続波レーダーの平衡ミキサー
  • マイクロ波検出器

ガンエフェクトデバイス

JBガンは、を通過する電流の周期的な変動を発見しました n-type GaAs印加電圧が特定の臨界値を超えたときの試験片。これらのダイオードには、2つの谷があります。L & U valleys伝導帯では、印加された電界に応じて、それらの間で電子移動が発生します。下部L谷から上部U谷への反転分布のこの効果は、Transfer Electron Effect したがって、これらは次のように呼ばれます Transfer Electron Devices (TED)。

ガンダイオードの応用

ガンダイオードは、以下のデバイスで広く使用されています-

  • レーダー送信機
  • 航空交通管制のトランスポンダ
  • 産業用テレメトリシステム
  • パワーオシレーター
  • 論理回路
  • ブロードバンドリニアアンプ

アバランシェで通過時間とともに電圧と電流の間に遅延が発生するプロセスは、負性抵抗と呼ばれます。ダイオードにこの特性を発揮させるのに役立つデバイスは、次のように呼ばれます。Avalanche transit time devices

このカテゴリに分類されるデバイスの例は、IMPATT、TRAPATT、およびBARITTダイオードです。それぞれについて詳しく見ていきましょう。

IMPATTダイオード

これは、高周波マイクロ波アプリケーションで使用される高出力半導体ダイオードです。完全な形式のIMPATTはIMPact ionization Avalanche Transit Time diode

IMPATTダイオードに電圧勾配を印加すると、大電流が発生します。通常のダイオードは、これによって最終的に故障します。ただし、IMPATTダイオードはこれらすべてに耐えるように開発されています。ダイオードをバックバイアスするために高電位勾配が適用されるため、少数キャリアが接合を横切って流れます。

高いDC電圧に重ね合わされた場合、RF AC電圧を印加すると、正孔と電子の速度が増加し、衝突電離によって結晶構造からそれらをスラッシングすることにより、正孔と電子が追加されます。適用された元のDCフィールドがこの状況を発生させるしきい値にあった場合、それはアバランシェ電流の増加につながり、このプロセスが続行されます。これは次の図で理解できます。

この効果により、電流パルスは90°の位相シフトを取ります。ただし、逆バイアスが適用されるため、そこにある代わりに、カソードに向かって移動します。パルスがカソードに到達するのにかかる時間は、n+90°の位相シフトになるように調整されたレイヤー。現在、動的RF負性抵抗が存在することが証明されています。したがって、IMPATTダイオードは発振器と増幅器の両方として機能します。

次の図は、IMPATTダイオードの構造の詳細を示しています。

IMPATTダイオードの効率は次のように表されます。

$$ \ eta = \ left [\ frac {P_ {ac}} {P_ {dc}} \ right] = \ frac {V_a} {V_d} \ left [\ frac {I_a} {I_d} \ right] $$

どこ、

  • $ P_ {ac} $ = AC電源

  • $ P_ {dc} $ = DC電源

  • $ V_a \:\&\:I_a $ = AC電圧および電流

  • $ V_d \:\&\:I_d $ = DC電圧と電流

短所

以下は、IMPATTダイオードの欠点です。

  • 雪崩は騒々しいプロセスであるため、騒がしい
  • チューニング範囲はガンダイオードほど良くありません

アプリケーション

以下は、IMPATTダイオードのアプリケーションです。

  • マイクロ波発振器
  • マイクロ波発生器
  • 変調出力発振器
  • レシーバー局部発振器
  • 負性抵抗の増幅
  • 侵入警報ネットワーク(高Q IMPATT)
  • 警察レーダー(高Q IMPATT)
  • 低電力マイクロ波送信機(高Q IMPATT)
  • FMテレコム送信機(低Q IMPATT)
  • CWドップラーレーダー送信機(低Q IMPATT)

TRAPATTダイオード

TRAPATTダイオードの完全な形式は TRApped Plasma Avalanche Triggered Transit diode。数百MHzからGHzの間で動作するマイクロ波発生器。これらは通常、高ピークパワーダイオードですn+- p-p+ または p+-n-n+n型空乏領域を持ち、幅が2.5〜1.25 µmの構造。次の図はこれを示しています。

ゾーンの後ろの低電界領域にトラップされた電子と正孔は、ダイオードの空乏領域を埋めるように作られています。これは、ダイオードを介して伝搬する高電界アバランシェ領域によって行われます。

次の図は、ABが帯電を示し、BCがプラズマ形成を示し、DEがプラズマ抽出を示し、EFが残留抽出を示し、FGが帯電を示すグラフを示しています。

それぞれのポイントで何が起こるか見てみましょう。

A:ポイントAの電圧は、アバランシェ降伏が発生するのに十分ではありません。Aでは、熱生成による電荷キャリアにより、線形容量のようにダイオードが充電されます。

A-B:この時点で、電界の大きさが増加します。十分な数のキャリアが生成されると、空乏領域全体で電界が低下し、電圧がBからCに低下します。

C:この電荷は雪崩が続くのを助け、電子と正孔の高密度プラズマが生成されます。電子や正孔が空乏層から出ないように電界をさらに押し下げ、残りのプラズマをトラップします。

D: 点Dで電圧が低下します。外部電流の単位時間あたりの電荷に比べて総プラズマ電荷が大きいため、プラズマをクリアするのに長い時間がかかります。

E:E点で血漿が除去されます。正孔と電子の残留電荷は、それぞれ偏向層の一端に残ります。

E to F: 残留電荷が除去されると、電圧が上昇します。

F: ポイントFで、内部で生成されたすべての電荷が除去されます。

F to G: ダイオードはコンデンサのように充電されます。

G:点Gで、ダイオード電流は半周期でゼロになります。上のグラフに示すように、電圧は一定のままです。この状態は、電流が再びオンになり、サイクルが繰り返されるまで続きます。

雪崩ゾーンの速度$ V_s $は、次のように表されます。

$$ V_s = \ frac {dx} {dt} = \ frac {J} {qN_A} $$

どこ

  • $J$ =電流密度

  • $q$=電子電荷1.6x 10 -19

  • $ N_A $ =ドーピング濃度

アバランシェゾーンはほとんどのダイオードをすばやく掃引し、キャリアの通過時間は次のように表されます。

$$ \ tau_s = \ frac {L} {V_s} $$

どこ

  • $ V_s $ =飽和キャリアドリフト速度

  • $ L $ =試験片の長さ

ここで計算される通過時間は、注入から収集までの時間です。繰り返し動作すると出力が増加してアンプになりますが、回路とシャント接続されたマイクロ波ローパスフィルターは発振器として機能させることができます。

アプリケーション

このダイオードには多くの用途があります。

  • 低電力ドップラーレーダー
  • レーダー用局部発振器
  • マイクロ波ビーコン着陸システム
  • 電波高度計
  • フェーズドアレイレーダーなど

BARITTダイオード

の完全な形式 BARITT Diode is BARrier Injection Transit Time diode。これらは、このファミリの最新の発明です。これらのダイオードはIMPATTダイオードのように長いドリフト領域を持っていますが、BARITTダイオードのキャリア注入は順方向にバイアスされた接合によって引き起こされますが、アバランシェ領域のプラズマからは引き起こされません。

IMPATTダイオードでは、衝突電離のためにキャリア注入にかなりのノイズが発生します。BARITTダイオードでは、ノイズを回避するために、キャリア注入は空乏領域のパンチスルーによって提供されます。BARITTダイオードの負性抵抗は、p型材料で作られたダイオードのコレクタ端への注入された正孔のドリフトのために得られます。

次の図は、BARITTダイオードの構造の詳細を示しています。

のために m-n-m BARITTダイオード、 Ps-Si ショットキーバリアは金属と接触します n-type Si wafer間に。印加電圧(30v以上)による電流の急激な増加は、半導体への熱電子正孔注入によるものです。

臨界電圧$(Vc)$は、ドーピング定数$(N)$、半導体の長さ$(L)$、および半導体の誘電率$(\ epsilon S)$に依存します。

$$ V_c = \ frac {qNL ^ 2} {2 \ epsilon S} $$

モノリシックマイクロ波集積回路(MMIC)

マイクロ波ICは、軽量、小型、信頼性、再現性が高いため、従来の導波管または同軸回路の最良の代替品です。モノリシックマイクロ波集積回路に使用される基本的な材料は次のとおりです。

  • 基板材料
  • 導体材料
  • 誘電体フィルム
  • 抵抗膜膜

これらは、理想的な特性と高効率を持つように選択されています。材料の誘電定数は、他の理想的な特性とともに、誘電正接が低く、高くなければならないため、回路要素が製造される基板は重要です。使用される基板材料は、GaAs、フェライト/ガーネット、アルミニウム、ベリリウム、ガラス、ルチルです。

導体材料は、導電性が高く、抵抗温度係数が低く、基板への密着性やエッチングなどが良好になるように選択されています。導体材料には、主にアルミニウム、銅、金、銀が使用されます。誘電体材料と抵抗性材料は、損失が少なく安定性が高いように選択されています。

製造技術

ハイブリッド集積回路では、半導体デバイスと受動回路素子が誘電体基板上に形成されます。パッシブ回路は、分散要素または集中要素、あるいはその両方の組み合わせです。

ハイブリッド集積回路には2つのタイプがあります。

  • ハイブリッドIC
  • ミニチュアハイブリッドIC

上記の両方のプロセスで、ハイブリッドICは、単層メタライゼーション技術を使用してIC上に製造された分散回路要素を使用しますが、ミニチュアハイブリッドICはマルチレベル要素を使用します。

ほとんどのアナログ回路は、メソ絶縁技術を使用して、FETおよびダイオードに使用されるアクティブなn型領域を絶縁します。平面回路は、イオンを半絶縁性基板に注入することによって製造され、絶縁を提供するために、領域はマスクされます。

「」Via hole「技術は、次の図に示すGaAs FETで、ソースをグランドに接続されたソース電極に接続するために使用されます。

MMICには多くの用途があります。

  • 軍事通信
  • Radar
  • ECM
  • フェーズドアレイアンテナシステム
  • スペクトラム拡散およびTDMAシステム

それらは費用効果が高く、DTH、テレコム、計装などの多くの国内消費者向けアプリケーションでも使用されています。

他のシステムと同様に、マイクロ波システムは多くのマイクロ波コンポーネントで構成され、主に一方の端にソースがあり、もう一方の端に負荷があり、すべて導波管または同軸ケーブルまたは伝送ラインシステムに接続されています。

導波管の特性は次のとおりです。

  • 高いSNR
  • 低減衰
  • 挿入損失が少ない

導波管マイクロ波機能

4つのポートを持つ導波管について考えてみます。電力が1つのポートに適用される場合、電力は3つのポートすべてを一定の割合で通過し、一部は同じポートから反射して戻る可能性があります。この概念は、次の図に明確に示されています。

散乱パラメータ

次の図に示すように、2ポートネットワークの場合、先ほど説明したように、一方のポートに電力が供給されると、ほとんどの電力はもう一方のポートから逃げますが、一部は同じポートに反射します。次の図では、V1 または V2 適用され、その後 I1 または I2 それぞれ電流が流れます。

ソースが反対側のポートに適用される場合は、別の2つの組み合わせを検討する必要があります。したがって、2ポートネットワークの場合、2×2 = 4の組み合わせが発生する可能性があります。

ポートを介して散乱するときに関連するパワーを伴う進行波、マイクロ波ジャンクションは、Sパラメータまたは Scattering Parameters、「」と呼ばれる行列形式で表されます。Scattering Matrix"。

散乱行列

これは、マイクロ波ジャンクションのさまざまな入力ポートと出力ポート間の電力関係のすべての組み合わせを与える正方行列です。この行列の要素はと呼ばれます"Scattering Coefficients" または "Scattering (S) Parameters"

次の図を検討してください。

ここで、ソースは$ i ^ {th} $ラインを介して接続され、$ a_1 $は入射波、$ b_1 $は反射波です。

$ b_1 $と$ a_1 $の間に関係が与えられている場合、

$$ b_1 =(反射\:\:係数)a_1 = S_ {1i} a_1 $$

どこ

  • $ S_ {1i} $ = $ 1 ^ {st} $ラインの反射係数(ここで、$ i $は入力ポート、$ 1 $は出力ポート)

  • $ 1 $ = $ 1 ^ {st} $行からの反射

  • $ i $ = $ i ^ {th} $行で接続されたソース

インピーダンスが一致すると、電力が負荷に転送されます。可能性は低いですが、負荷インピーダンスが特性インピーダンスと一致しない場合。その後、反射が発生します。つまり、反射が発生するのは

$$ Z_l \ neq Z_o $$

ただし、この不一致が複数のポート(たとえば、$ 'n' $ポート)に存在する場合、$ i = 1 $から$ n $になります($ i $は$ 1 $から$ n $までの任意の行である可能性があるため)。

したがって、

$$ b_1 = S_ {11} a_1 + S_ {12} a_2 + S_ {13} a_3 + ............... + S_ {1n} a_n $$

$$ b_2 = S_ {21} a_1 + S_ {22} a_2 + S_ {23} a_3 + ............... + S_ {2n} a_n $$

$$。$$

$$。$$

$$。$$

$$。$$

$$。$$

$$ b_n = S_ {n1} a_1 + S_ {n2} a_2 + S_ {n3} a_3 + ............... + S_ {nn} a_n $$

このすべてがマトリックス形式で保持されている場合、

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\。\\。\\。\\ b_n \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13 }&...&S_ {1n} \\ S_ {21}&S_ {22}&S_ {23}&...&S_ {2n} \\。&。&。&...&。\\。&。&。&...&。\\。&。&。&...&。\\ S_ {n1}&S_ {n2}&S_ {n3}&...&S_ {nn} \\ \ end {bmatrix} \ times \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \\。\ \。\\。\\ a_n \ end {bmatrix} $$

Column matrix $ [b] $ Scattering matrix $ [S] $Matrix $ [a] $

列行列$ \ left [b \ right] $は反射波または出力に対応し、行列$ \ left [a \ right] $は入射波または入力に対応します。$ n \ times n $のオーダーの散乱列行列$ \ left [s \ right] $には、反射係数と透過係数が含まれています。したがって、

$$ \ left [b \ right] = \ left [S \ right] \ left [a \ right] $$

[S]行列のプロパティ

散乱行列は$ [S] $行列として示されます。$ [S] $行列の標準プロパティはほとんどありません。彼らは-

  • $ [S] $は常に次数(nxn)の正方行列です。

    $ [S] _ {n \ times n} $

  • $ [S] $は対称行列です

    つまり、$ S_ {ij} = S_ {ji} $

  • $ [S] $はユニタリ行列です

    つまり、$ [S] [S] ^ * = I $

  • 任意の行または列の各項の積に、他の任意の行または列の対応する項の複素共役を掛けたものの合計はゼロです。すなわち、

$$ \ sum_ {i = j} ^ {n} S_ {ik} S_ {ik} ^ {*} = 0 \:for \:k \ neq j $$

$$(k = 1,2,3、... \:n)\:および\ :( j = 1,2,3、... \:n)$$

  • ある$ k ^ {th} $ポートとジャンクションの間の電気的距離が$ \ beta _kI_k $の場合、$ k $を含む$ S_ {ij} $の係数は、係数$ e ^ {-で乗算されます。 j \ beta kIk} $

次のいくつかの章では、さまざまなタイプのマイクロ波ティージャンクションを見ていきます。

E-Plane T型接合部は、すでに2つのポートを備えた長方形の導波管のより広い寸法に単純な導波管を取り付けることによって形成されます。長方形の導波管のアームは、collinear ports つまり、Port1とPort2ですが、新しいPort3はサイドアームまたは E-arm。このE-planeTeeは、Series Tee

サイドアームの軸が電界に平行であるため、この接合部はE-PlaneT型接合部と呼ばれます。これは、Voltage または Series junction。ポート1と2は互いに180°位相がずれています。Eプレーンティーの断面の詳細は、次の図で理解できます。

次の図は、パラレルポートを形成するためにサイドアームによって双方向導波管に接続されていることを示しています。

Eプレーンティーの特性

E-Plane Teeのプロパティは、その$ [S] _ {3x3} $行列で定義できます。

3つの可能な入力と3つの可能な出力があるため、これは3×3の行列です。

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13} \\ S_ {21}&S_ {22}&S_ {23} \\ S_ {31}&S_ {32 }&S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

散乱係数$ S_ {13} $と$ S_ {23} $は、ポート3の入力で180°位相がずれています。

$ S_ {23} = -S_ {13} $........ Equation 2

ポートはジャンクションに完全に一致しています。

$ S_ {33} = 0 $........ Equation 3

対称性から、

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21} \:\:S_ {23} = S_ {32} \:\:S_ {13} = S_ {31} $........ Equation 4

式3と4を考慮すると、$ [S] $行列は次のように書くことができます。

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13} \\ S_ {12}&S_ {22}&-S_ {13} \\ S_ {13}&-S_ {13}&0 \ end {bmatrix} $........ Equation 5

対称性を考えると、未知数は4つあると言えます。

ユニタリープロパティから

$$ [S] [S] \ ast = [I] $$

$$ \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13} \\ S_ {12}&S_ {22}&-S_ {13} \\ S_ {13}&-S_ {13} &0 \ end {bmatrix} \:\ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*}&S_ {12} ^ {*}&S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} &S_ {22} ^ {*}&-S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*}&-S_ {13} ^ {*}&0 \ end {bmatrix} = \ begin { bmatrix} 1&0&0 \\ 0&1&0 \\ 0&0&1 \ end {bmatrix} $$

掛け算すると、

(Rを行、Cを列として示します)

$ R_1C_1:S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 6

$ R_2C_2:\ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 7

$ R_3C_3:\ left | S_ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8

$ R_3C_1:S_ {13} S_ {11} ^ {*}-S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 1 $ ......... Equation 9

式6と7を等しくすると、次のようになります。

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 10

式8から

$ 2 \左| S_ {13} \ right | ^ 2 \ quadまたは\ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 11

式9から

$ S_ {13} \ left(S_ {11} ^ {*}-S_ {12} ^ {*} \ right)$

または$ S_ {11} = S_ {12} = S_ {22} $ ......... Equation 12

式6の式10、11、および12を使用します。

我々が得る、

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 $

$ 2 \左| S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} $

または$ S_ {11} = \ frac {1} {2} $ ......... Equation 13

上記の方程式の値を$ [S] $行列に代入すると、

我々が得る、

$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2}&\ frac {1} {2}&\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac { 1} {2}&\ frac {1} {2}&-\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}}&-\ frac {1} { \ sqrt {2}}&0 \ end {bmatrix} $$

$ [b] $ = $ [S] [a] $であることがわかっています

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2}&\ frac {1} {2}&\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {2}&\ frac {1} {2}&-\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2 }}&-\ frac {1} {\ sqrt {2}}&0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$

これはE-PlaneTeeの散乱行列であり、その散乱特性を説明しています。

H-Plane T型接合部は、すでに2つのポートがある長方形の導波管に単純な導波管を取り付けることによって形成されます。長方形の導波管のアームは、collinear ports つまり、Port1とPort2ですが、新しいPort3はサイドアームまたは H-arm。このHプレーンティーは、Shunt Tee

サイドアームの軸が磁場に平行であるため、この接合部はH-PlaneT型接合部と呼ばれます。これは、Current junction、磁場がそれ自体を腕に分割するとき。H面ティーの断面の詳細は次の図で理解できます。

次の図は、シリアルポートを形成するためにサイドアームによって双方向導波管に接続されていることを示しています。

Hプレーンティーの特性

H-Plane Teeのプロパティは、その$ \ left [S \ right] _ {3 \ times 3} $行列で定義できます。

3つの可能な入力と3つの可能な出力があるため、これは3×3の行列です。

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13} \\ S_ {21}&S_ {22}&S_ {23} \\ S_ {31}&S_ {32 }&S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

接合部は平面で対称であるため、散乱係数$ S_ {13} $と$ S_ {23} $はここでは等しくなります。

対称性から、

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21} \:\:S_ {23} = S_ {32} = S_ {13} \:\:S_ {13} = S_ {31} $

ポートは完全に一致しています

$ S_ {33} = 0 $

これで、$ [S] $行列は次のように書くことができます。

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13} \\ S_ {12}&S_ {22}&S_ {13} \\ S_ {13}&S_ {13 }&0 \ end {bmatrix} $ ........ Equation 2

対称性を考えると、未知数は4つあると言えます。

ユニタリープロパティから

$$ [S] [S] \ ast = [I] $$

$$ \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13} \\ S_ {12}&S_ {22}&S_ {13} \\ S_ {13}&S_ {13}&0 \ end {bmatrix} \:\ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*}&S_ {12} ^ {*}&S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*}&S_ {22} ^ {*}&S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*}&S_ {13} ^ {*}&0 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} 1&0& 0 \\ 0&1&0 \\ 0&0&1 \ end {bmatrix} $$

掛け算すると、

(Rを行、Cを列として示します)

$ R_1C_1:S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 3

$ R_2C_2:\ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 4

$ R_3C_3:\ left | S_ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 5

$ R_3C_1:S_ {13} S_ {11} ^ {*}-S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 0 $ ......... Equation 6

$ 2 \左| S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 \ quadまたは\ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 7

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 $

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 8

式6から、$ S_ {13} \ left(S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} \ right)= 0 $

以来、$ S_ {13} \ neq 0、S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0、\:または\:S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $

または$ S_ {11} = -S_ {12} \:\:または\:\:S_ {12} = -S_ {11} $......... Equation 9

これらを式3で使用します。

以来、$ S_ {13} \ neq 0、S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0、\:または\:S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 \ quadまたは\ quad 2 \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} \ quadまたは\ quad S_ {11} = \ frac {1} {2} $..... Equation 10

式8と9から

$ S_ {12} =-\ frac {1} {2} $......... Equation 11

$ S_ {22} = \ frac {1} {2} $......... Equation 12

式2の式7と10、11と12から$ S_ {13} $、$ S_ {11} $、$ S_ {12} $、$ S_ {22} $を代入します。

我々が得る、

$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2}&-\ frac {1} {2}&\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\-\ frac {1} {2}&\ frac {1} {2}&\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}}&\ frac {1} { \ sqrt {2}}&0 \ end {bmatrix} $$

$ [b] $ = $ [s] [a] $であることがわかっています

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2}&-\ frac {1} {2}&\ frac {1} { \ sqrt {2}} \\-\ frac {1} {2}&\ frac {1} {2}&\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt { 2}}&\ frac {1} {\ sqrt {2}}&0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$

これはH-PlaneTeeの散乱行列であり、その散乱特性を説明しています。

EHプレーンティージャンクションは、2つの単純な導波管を1つは平行で、もう1つは直列で、すでに2つのポートがある長方形の導波管に接続することによって形成されます。これは、Magic Tee、または Hybrid または 3dB coupler

長方形の導波管のアームは、 collinear ports つまり、ポート1とポート2であり、ポート3は次のように呼ばれます。 H-Arm または Sum port または Parallel port。ポート4は次のように呼ばれますE-Arm または Difference port または Series port

マジックティーの断面の詳細は、次の図で理解できます。

次の図は、パラレルポートとシリアルポートの両方を形成するためにサイドアームによって双方向導波管に接続されていることを示しています。

EHプレーンティーの特徴

  • 位相と大きさが等しい信号がポート1とポート2に送信される場合、ポート4の出力はゼロになり、ポート3の出力はポート1と2の両方の加算になります。

  • 信号がポート4(Eアーム)に送信されると、電力はポート1と2の間で均等に分割されますが、逆位相になりますが、ポート3には出力がありません。したがって、$ S_ {34} $ = 0 。

  • 信号がポート3で供給される場合、電力はポート1と2の間で均等に分割されますが、ポート4では出力がありません。したがって、$ S_ {43} $ = 0です。

  • 信号が同一線上のポートの1つに供給される場合、Eアームは位相遅延を生成し、Hアームは位相進みを生成するため、他の同一線上のポートには出力が表示されません。したがって、$ S_ {12} $ = $ S_ {21} $ = 0です。

EHプレーンティーの特性

EH Plane Teeのプロパティは、その$ \ left [S \ right] _ {4 \ times 4} $行列で定義できます。

4つの可能な入力と4つの可能な出力があるため、これは4×4の行列です。

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13}&S_ {14} \\ S_ {21}&S_ {22}&S_ {23}&S_ {24} \\ S_ {31}&S_ {32}&S_ {33}&S_ {34} \\ S_ {41}&S_ {42}&S_ {43}&S_ {44} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

Hプレーンティーセクションがあるので

$ S_ {23} = S_ {13} $........ Equation 2

E-PlaneTeeセクションがあるので

$ S_ {24} = -S_ {14} $........ Equation 3

E-ArmポートとH-Armポートは非​​常に分離されているため、一方に入力が適用された場合、もう一方は出力を提供しません。したがって、これは次のように注意できます。

$ S_ {34} = S_ {43} = 0 $........ Equation 4

対称性から、

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21}、S_ {13} = S_ {31}、S_ {14} = S_ {41} $

$ S_ {23} = S_ {32}、S_ {24} = S_ {42}、S_ {34} = S_ {43} $........ Equation 5

ポート3と4がジャンクションに完全に一致している場合、

$ S_ {33} = S_ {44} = 0 $........ Equation 6

上記のすべての式を式1に代入して、$ [S] $行列を取得します。

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13}&S_ {14} \\ S_ {12}&S_ {22}&S_ {13}&-S_ {14 } \\ S_ {13}&S_ {13}&0&0 \\ S_ {14}&-S_ {14}&0&0 \ end {bmatrix} $........ Equation 7

ユニタリプロパティから、$ [S] [S] ^ \ ast = [I] $

$ \ begin {bmatrix} S_ {11}&S_ {12}&S_ {13}&S_ {14} \\ S_ {12}&S_ {22}&S_ {13}&-S_ {14} \\ S_ {13}&S_ {13}&0&0 \\ S_ {14}&-S_ {14}&0&0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*}&S_ {12} ^ {*}&S_ {13} ^ {*}&S_ {14} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*}&S_ {22} ^ {*}&S_ {13} ^ {*}& -S_ {14} ^ {*} \\ S_ {13}&S_ {13}&0&0 \\ S_ {14}&-S_ {14}&0&0 \ end {bmatrix} $

$ = \ begin {bmatrix} 1&0&0&0 \\ 0&1&0&0 \\ 0&0&1&0 \\ 0&0&0&1 \ end {bmatrix} $

$ R_1C_1:\ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8

$ R_2C_2:\ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 9

$ R_3C_3:\ left | S_ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 10

$ R_4C_4:\ left | S_ {14} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 11

式10と11から、次のようになります。

$ S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 12

$ S_ {14} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 13

式8と9を比較すると、次のようになります。

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 14

式12および13のこれらの値を使用すると、次のようになります。

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} + \ frac {1} {2} = 1 $

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 = 0 $

$ S_ {11} = S_ {22} = 0 $ ......... Equation 15

式9から、$ S_ {22} = 0 $が得られます ......... Equation 16

これで、ポート1と2がジャンクションに完全に一致していることがわかりました。これは4ポートのジャンクションであるため、2つのポートが完全に一致する場合は常に、他の2つのポートもジャンクションに完全に一致します。

4つのポートすべてが完全に一致するジャンクションは、マジックティージャンクションと呼ばれます。

式7の$ [S] $行列に12から16までの式を代入することにより、MagicTeeの散乱行列を次のように取得します。

$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0&0&\ frac {1} {2}&\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ 0&0&\ frac {1} {2}&-\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}}&\ frac {1} {\ sqrt {2}}&0&0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}}&-\ frac {1} {\ sqrt {2}}&0&0 \ end {bmatrix} $$

$ [b] $ = $ [S] [a] $であることはすでにわかっています

上記を書き直すと、

$$ \ begin {vmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\ b_4 \ end {vmatrix} = \ begin {bmatrix} 0&0&\ frac {1} {2}&\ frac {1} {\ sqrt {2} } \\ 0&0&\ frac {1} {2}&-\ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}}&\ frac {1} {\ sqrt {2}}&0&0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}}&-\ frac {1} {\ sqrt {2}}&0&0 \ end {bmatrix} \ begin {vmatrix} a_1 \ \ a_2 \\ a_3 \\ a_4 \ end {vmatrix} $$

EHプレーンティーの用途

EH PlaneTeeの最も一般的なアプリケーションのいくつかは次のとおりです。

  • EHプレーンジャンクションはインピーダンスの測定に使用されます-マイクロ波ソースがH-Armポートに接続されている間、ヌル検出器はE-Armポートに接続されます。同一線上のポートとこれらのポートがブリッジを形成し、インピーダンス測定はブリッジのバランスをとることによって行われます。

  • EH Plane Teeはデュプレクサとして使用されます-デュプレクサは、両方の目的に単一のアンテナを使用して、送信機と受信機の両方として機能する回路です。ポート1と2は、それらが分離されているため干渉しない受信機と送信機として使用されます。アンテナはE-Armポートに接続されています。整合した負荷がH-Armポートに接続されており、反射はありません。現在、問題なく送受信があります。

  • EH Plane Teeはミキサーとして使用されます-E-Armポートはアンテナに接続され、H-Armポートは局部発振器に接続されます。ポート2には反射のない整合負荷があり、ポート1にはミキサー回路があります。ミキサー回路は信号電力の半分と発振器電力の半分を取得してIF周波数を生成します。

上記のアプリケーションに加えて、EHプレーンティージャンクションは、マイクロ波ブリッジ、マイクロ波弁別器などとしても使用されます。

このマイクロ波デバイスは、位相差のない2つの信号を結合し、パス差のある信号を回避する必要がある場合に使用されます。

通常の3ポートT型ジャンクションが使用され、4番目のポートが追加されて、ラットレースジャンクションになります。これらのポートはすべて、直列または並列の接合部を使用して、等間隔で角度のあるリング形式で接続されています。

全レースの平均円周は1.5λであり、4つのポートのそれぞれはλ/ 4の距離で隔てられています。次の図は、ラットレースジャンクションの画像を示しています。

ラットレースジャンクションの動作を理解するために、いくつかのケースを考えてみましょう。

ケース1

入力電力がポート1に適用されると、2つのポートに均等に分割されますが、ポート2の場合は時計回り方向、ポート4の場合は反時計回り方向になります。ポート3には出力がまったくありません。

その理由は、ポート2と4では電力が同相で結合するのに対し、ポート3ではλ/ 2パスの違いによりキャンセルが発生するためです。

ケース2

入力電力がポート3に適用される場合、電力はポート2とポート4の間で均等に分割されます。ただし、ポート1には出力がありません。

ケース3

2つの等しくない信号がポート1自体に適用される場合、出力は2つの入力信号の合計に比例します。これはポート2と4の間で分割されます。ポート3に、差動出力が表示されます。

ラットレースジャンクションの散乱行列は次のように表されます。

$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0&S_ {12}&0&S_ {14} \\ S_ {21}&0&S_ {23}&0 \\ 0&S_ {32}&0&S_ {34} \ \ S_ {41}&0&S_ {43}&0 \ end {bmatrix} $$

アプリケーション

ラットレースジャンクションは、2つの信号を結合し、信号を2つに分割するために使用されます。

A Directional couplerは、測定目的で少量のマイクロ波電力をサンプリングするデバイスです。電力測定には、入射電力、反射電力、VSWR値などが含まれます。

指向性カプラーは、一次主導波路と二次補助導波路で構成される4ポート導波路接合です。次の図は、方向性結合器の画像を示しています。

方向性結合器は、一方向または双方向のマイクロ波電力を結合するために使用されます。

方向性結合器の特性

理想的な方向性結合器の特性は次のとおりです。

  • すべての終端はポートに一致します。

  • 電力がポート1からポート2に移動すると、その一部はポート4に結合されますが、ポート3には結合されません。

  • 双方向カプラーでもあるため、電力がポート2からポート1に移動すると、その一部はポート3に結合されますが、ポート4には結合されません。

  • 電力がポート3を介して入射する場合、その一部はポート2に結合されますが、ポート1には結合されません。

  • 電力がポート4を介して入射する場合、その一部はポート1に結合されますが、ポート2には結合されません。

  • ポート1と3は、ポート2とポート4と同様に分離されています。

理想的には、ポート3の出力はゼロである必要があります。しかし、実際には、back power 次の図は、方向性結合器の電力の流れを示しています。

どこ

  • $ P_i $ =ポート1での入射電力

  • $ P_r $ =ポート2での受信電力

  • $ P_f $ =ポート4での順方向結合電力

  • $ P_b $ =ポート3のバックパワー

以下は、方向性結合器の性能を定義するために使用されるパラメーターです。

カップリングファクター(C)

方向性結合器の結合係数は、dBで測定された順方向電力に対する入射電力の比率です。

$$ C = 10 \:log_ {10} \ frac {P_i} {P_f} dB $$

指向性(D)

方向性結合器の指向性は、dBで測定された順方向電力と逆方向電力の比率です。

$$ D = 10 \:log_ {10} \ frac {P_f} {P_b} dB $$

隔離

方向性結合器のディレクティブプロパティを定義します。これは、dBで測定された、バックパワーに対する入射パワーの比率です。

$$ I = 10 \:log_ {10} \ frac {P_i} {P_b} dB $$

Isolation in dB = Coupling factor + Directivity

2穴方向性結合器

これは、同じ主導波路と補助導波路を備えた方向性結合器ですが、それらの間で共通の2つの小さな穴があります。これらの穴は$ {\ lambda_g} / {4} $の距離だけ離れており、λgはガイド波長です。次の図は、2穴方向性結合器の画像を示しています。

2穴方向性結合器は、逆電力を回避するという方向性結合器の理想的な要件を満たすように設計されています。ポート1とポート2の間を移動する際の電力の一部は、穴1と2を通って逃げます。

パワーの大きさは、穴の寸法によって異なります。両方の穴でのこの漏れ電力は、穴2で同相であり、順方向電力に寄与する電力を合計します。Pf。ただし、ホール1では位相がずれており、互いに打ち消し合い、バックパワーの発生を防いでいます。

したがって、方向性結合器の指向性が向上します。

導波管ジョイント

導波管システムは常に単一の部品に組み込むことができないため、異なる導波管を結合する必要がある場合があります。この結合は、反射効果、定在波の生成、減衰の増加などの問題を防ぐために慎重に行う必要があります。

導波管接合部は、不規則性を回避するだけでなく、EおよびHフィールドパターンに影響を与えないように注意する必要があります。導波管ジョイントには、ボルト締めフランジ、フランジジョイント、チョークジョイントなど多くの種類があります。

マイクロ波の生成と増幅には、次のような特別なチューブが必要です。 Microwave tubes。それらすべての中で、Klystron 重要なものです。

クライストロンの本質的な要素は、電子ビームと空洞共振器です。電子ビームはソースから生成され、キャビティクライストロンを使用して信号を増幅します。電子を収集するためのコレクターが最後にあります。全体の設定は次の図のようになります。

陰極から放出された電子は、最初の共振器に向かって加速されます。端のコレクターは共振器と同じ電位にあります。したがって、通常、電子は空洞共振器間のギャップで一定の速度を持ちます。

最初に、最初の空洞共振器には、増幅する必要のある弱い高周波信号が供給されます。信号は、空洞内の電磁界を開始します。この信号は、次の図に示すように同軸ケーブルを通過します。

この電界により、空洞共振器を通過する電子は変調されます。2番目の共振器に到達すると、電子は同じ周波数の別のEMFで誘導されます。このフィールドは、2番目のキャビティから大きな信号を抽出するのに十分な強さです。

空洞共振器

まず、空洞共振器の構造の詳細と動作を理解してみましょう。次の図は、空洞共振器を示しています。

コンデンサと誘導ループで構成される単純な共振回路は、このキャビティ共振器と比較できます。導体には自由電子があります。コンデンサに電荷を加えてこの極性の電圧に充電すると、多くの電子が上部プレートから除去され、下部プレートに導入されます。

電子の堆積が多いプレートがカソードになり、電子の数が少ないプレートがアノードになります。次の図は、コンデンサへの電荷の蓄積を示しています。

電界線は正電荷から負電荷に向けられます。コンデンサが逆極性で充電されると、電界の方向も逆になります。管内の電子の変位は、交流を構成します。この交流電流は、コンデンサの電界と位相がずれた交流磁界を発生させます。

磁場が最大の強さになると、電界はゼロになり、しばらくすると、磁場がゼロのときに電界が最大になります。この強さの交換は、サイクルで発生します。

クローズドレゾネーター

コンデンサの値とループの誘導性が小さいほど、発振または共振周波数は高くなります。ループのインダクタンスが非常に小さいため、高周波が得られます。

次の図に示すように、より高い周波数の信号を生成するには、より多くの誘導ループを並列に配置することでインダクタンスをさらに減らすことができます。これにより、非常に高い周波数を持つ閉じた共振器が形成されます。

閉じた共振器では、電界と磁界はキャビティの内部に限定されます。キャビティの最初の共振器は、増幅される外部信号によって励起されます。この信号は、空洞が共振できる周波数を持っている必要があります。この同軸ケーブルの電流は磁場を発生させ、それによって電界が発生します。

クライストロンの働き

最初の空洞に入る電子ビームの変調を理解するために、電場について考えてみましょう。共振器の電界は、誘導された電界の方向を変え続けます。これに応じて、電子銃から出てくる電子は、ペースを制御します。

電子は負に帯電しているため、電界の方向と反対に移動すると加速されます。また、電子が電界と同じ方向に移動すると、電子は減速します。この電場は変化し続けるため、電場の変化に応じて電子が加速および減速します。次の図は、磁場が反対方向にあるときの電子の流れを示しています。

移動中、これらの電子は、 drift spaceさまざまな速度の共振器間で、電子バンチが作成されます。これらの束は、移動速度の変動によって作成されます。

これらのバンチは、最初の共振器が振動する周波数に対応する周波数で、2番目の共振器に入ります。すべての空洞共振器は同一であるため、電子の動きによって2番目の共振器が振動します。次の図は、電子バンチの形成を示しています。

2番目の共振器に誘導された磁場は、同軸ケーブルにいくらかの電流を誘導し、出力信号を開始します。2番目のキャビティ内の電子の運動エネルギーは最初のキャビティ内の電子の運動エネルギーとほぼ等しいため、キャビティからエネルギーは取得されません。

電子は2番目の空洞を通過するときに加速されますが、電子の束は減速されます。したがって、すべての運動エネルギーが電磁エネルギーに変換されて出力信号が生成されます。

このような2キャビティクライストロンの増幅は低いため、マルチキャビティクライストロンが使用されます。

次の図は、マルチキャビティクライストロン増幅器の例を示しています。

最初の空洞に信号が適用されると、2番目の空洞に弱い束ができます。これらは、より集中した房などを生成する3番目の空洞にフィールドを設定します。したがって、増幅は大きくなります。

このマイクロ波発生器は、周波数が可変である単一の空洞内の反射と振動に作用するクライストロンです。

リフレックスクライストロンは、電子銃、陰極フィラメント、陽極空洞、および陰極電位の電極で構成されています。それは低電力を提供し、効率が低い。

リフレックスクライストロンの構築

電子銃は、アノードキャビティのギャップを通過する電子ビームを放出します。これらの電子は、高い負電位にあるリペラー電極に向かって移動します。負の電界が高いため、電子はアノードキャビティに反発します。彼らの帰りの旅では、電子はギャップにより多くのエネルギーを与え、これらの振動は持続します。この反射クライストロンの構造の詳細は、次の図に示すとおりです。

振動はすでにチューブ内に存在し、その動作によって維持されていると想定されます。電子は陽極空洞を通過する間、ある程度の速度を獲得します。

リフレックスクライストロンの操作

リフレックスクライストロンの動作は、いくつかの仮定によって理解されます。電子ビームはアノードキャビティに向かって加速されます。

参照電子を仮定しましょう erアノードキャビティを通過しますが、余分な速度はなく、リペラー電極に到達した後、同じ速度で反発します。別の電子、たとえばee この参照電子よりも早く開始したものは、最初にリペラーに到達しますが、ゆっくりと戻り、参照電子と同時に到達します。

別の電子、後期電子があります el、両方より遅く開始します er そして eeただし、戻りながらより速い速度で移動し、erとeeと同時に到達します。

さて、これらの3つの電子、すなわち eree そして el 同時にギャップに到達し、 electron bunch。この移動時間は、transit time、最適な値が必要です。次の図はこれを示しています。

アノードキャビティは、移動中に電子を加速し、戻りの移動中に電子を遅らせることによってエネルギーを獲得します。ギャップ電圧が最大の正の場合、これにより最大の負の電子が遅延します。

最適な通過時間は次のように表されます。

$$ T = n + \ frac {3} {4} \ quadここで、\:n \:は\:an \:integer $$

この通過時間は、リペラーとアノードの電圧に依存します。

リフレックスクライストロンの応用

Reflex Klystronは、次のような可変周波数が望ましいアプリケーションで使用されます。

  • ラジオ受信機
  • ポータブルマイクロ波リンク
  • パラメトリックアンプ
  • マイクロ波受信機の局部発振器
  • マイクロ波発生器で可変周波数が望ましい信号源として。

進行波管は、クライストロンのような空洞共振器を持たない広帯域マイクロ波デバイスです。増幅は、電子ビームと無線周波数(RF)フィールド間の長期的な相互作用によって行われます。

進行波管の建設

進行波管は、陰極管からの電子銃を含む円筒形の構造です。アノードプレート、ヘリックス、コレクターがあります。RF入力はらせんの一方の端に送信され、出力はらせんのもう一方の端から引き出されます。

電子銃は、光速で電子ビームを集束させます。磁場は、散乱することなく、ビームを集束に導きます。RFフィールドは、らせんによって遅延される光の速度でも伝播します。らせんは徐波構造として機能します。らせん状に伝播された印加RF電界は、らせんの中心に電界を生成します。

印加されたRF信号によって生じる電界は、光の速度にらせんのピッチとらせんの円周の比率を掛けて移動します。らせんを通過する電子ビームの速度は、らせん上のRF波にエネルギーを誘導します。

次の図は、進行波管の構造上の特徴を説明しています。

したがって、増幅された出力は、TWTの出力で得られます。軸方向の位相速度$ V_p $は次のように表されます。

$$ V_p = V_c \ left({Pitch} / {2 \ pi r} \ right)$$

どこ rらせんの半径です。らせんは$ V_p $位相速度の変化が最小であるため、TWTの他の徐波構造よりも優先されます。TWTでは、電子銃は、アノードプレート間のギャップで電子ビームをらせんに集束させ、らせんはコレクターに集められます。次の図は、進行波管の電極配置を説明しています。

進行波管の操作

アノードプレートは、電位がゼロのとき、つまり軸方向の電界がノードにあるとき、電子ビームの速度は影響を受けません。軸方向電場の波が正の腹にあるとき、電子ビームからの電子は反対方向に移動します。加速されているこの電子は、RF軸方向場のノードに遭遇する後期電子に追いつくことを試みます。

RF軸方向磁場が負の波腹にある点で、前述の電子は、負の磁場効果のために追い越そうとします。電子は変調された速度を受け取ります。累積的な結果として、2番目の波がらせんに誘導されます。出力は入力より大きくなり、増幅されます。

進行波管の応用

進行波管には多くの用途があります。

  • TWTは、マイクロ波受信機で低ノイズRF増幅器として使用されます。

  • TWTは、低信号を増幅するためのリピータ増幅器または中間増幅器として、広帯域通信リンクおよび同軸ケーブルでも使用されます。

  • TWTは管の寿命が長いため、通信衛星の出力管として使用されます。

  • 連続波高出力TWTは、大電力と帯域幅が大きいため、Troposcatterリンクで使用され、長距離に散乱します。

  • TWTは、高出力パルスレーダーおよび地上ベースのレーダーで使用されます。

これまでに説明したチューブとは異なり、マグネトロンは、電界と磁界が交差する、つまり互いに垂直に走るクロスフィールドチューブです。TWTでは、電子がRFと相互作用するようにすると、クライストロンよりも長時間、効率が高くなることが観察されました。マグネトロンでも同じ手法が採用されています。

マグネトロンの種類

マグネトロンには主に3つのタイプがあります。

負性抵抗タイプ

  • 2つのアノードセグメント間の負性抵抗が使用されます。
  • それらは効率が低い。
  • これらは低周波数(<500 MHz)で使用されます。

サイクロトロン周波数マグネトロン

  • 電気成分と振動電子の間の同期が考慮されます。

  • 100MHzより高い周波数に役立ちます。

進行波またはキャビティタイプ

  • 電子と回転電磁場の間の相互作用が考慮されます。

  • 高ピーク電力振動が提供されます。

  • レーダーアプリケーションで役立ちます。

キャビティマグネトロン

マグネトロンは、アノードが共振空洞になり、永久磁石が強力な磁場を生成するために使用され、これらの両方の作用によってデバイスが機能するため、空洞マグネトロンと呼ばれます。

キャビティマグネトロンの構築

厚い円筒形の陰極が中央にあり、銅の円筒形のブロックが軸方向に固定されており、陽極として機能します。このアノードブロックは、共振アノードキャビティとして機能するいくつかのスロットで構成されています。

アノードとカソードの間に存在する空間は、 Interaction space。電場は半径方向に存在し、磁場は空洞マグネトロンに軸方向に存在します。この磁場は、磁力線が陰極に平行で、陽極と陰極の間に存在する電界に垂直になるように配置された永久磁石によって生成されます。

次の図は、キャビティマグネトロンの構造の詳細と、軸方向に存在する磁束の磁力線を示しています。

このキャビティマグネトロンには、互いに緊密に結合された8つのキャビティがあります。Nキャビティマグネトロンには$ N $の動作モードがあります。これらの動作は、振動の周波数と位相に依存します。この空洞共振器のリングの周りの合計位相シフトは$ 2n \ pi $である必要があります。ここで、$ n $は整数です。

$ \ phi_v $が、隣接するキャビティ間のAC電界の相対的な相変化を表す場合、

$$ \ phi_v = \ frac {2 \ pi n} {N} $$

ここで、$ n = 0、\:\ pm1、\:\ pm2、\:\ pm \:(\ frac {N} {2} -1)、\:\ pm \ frac {N} {2} $

つまり、$ N $が偶数の場合、$ \ frac {N} {2} $モードの共振が存在する可能性があります。

もし、

$$ n = \ frac {N} {2} \ quad then \ quad \ phi_v = \ pi $$

この共振モードは$ \ pi-mode $と呼ばれます。

$$ n = 0 \ quad、次に\ quad \ phi_v = 0 $$

これは、 Zero mode、アノードとカソードの間にRF電界がないためです。これは、Fringing Field このモードはマグネトロンでは使用されません。

キャビティマグネトロンの操作

キャビティクライストロンが稼働しているときは、考慮すべきさまざまなケースがあります。それらについて詳しく見ていきましょう。

Case 1

磁場がない場合、つまりB = 0の場合、次の図で電子の振る舞いを観察できます。例を考えると、ここで電子a 半径方向の電気力の下で直接アノードに行きます。

Case 2

磁場が増加すると、横方向の力が電子に作用します。これは、電子を考慮して、次の図で観察できます。b 両方の力がそれに作用している間、それは湾曲した経路を取ります。

このパスの半径は次のように計算されます

$$ R = \ frac {mv} {eB} $$

これは電子の速度に比例して変化し、磁場の強さに反比例します。

Case 3

磁場の場合 B さらに増加すると、電子は電子などの経路をたどります c、アノード表面をかすめ、アノード電流をゼロにするだけです。これは「Critical magnetic field"$(B_c)$、これはカットオフ磁場です。理解を深めるために次の図を参照してください。

Case 4

磁場を臨界磁場より大きくすると、

$$ B> B_c $$

次に、電子は電子として経路をたどります d、ここで、電子はアノードに行かずにカソードにジャンプして戻ります。これは〜をひき起こす "back heating陰極の "。次の図を参照してください。

これは、発振が始まったら電源を切ることで実現します。これを続けると、陰極の発光効率に影響が出ます。

アクティブRFフィールドを備えたキャビティマグネトロンの動作

これまで、マグネトロンの空洞にRF磁場が存在しない空洞マグネトロンの動作について説明してきました(静的な場合)。ここで、アクティブなRFフィールドがある場合の動作について説明します。

TWTの場合と同様に、一時的なノイズが原因で、最初のRF振動が存在すると仮定します。振動は、デバイスの操作によって維持されます。この過程で放出される電子には3種類あり、その作用は電子として理解されます。ab そして c、3つの異なる場合。

Case 1

振動が存在する場合、電子 a、振動するエネルギーの伝達を遅くします。エネルギーを振動に伝達するこのような電子は、favored electrons。これらの電子はbunching effect

Case 2

この場合、別の電子、 b、振動からエネルギーを取り、その速度を上げます。これが行われると、

  • より鋭く曲がります。
  • インタラクションスペースで過ごす時間はほとんどありません。
  • 陰極に戻ります。

これらの電子は unfavored electrons。それらはバンチング効果には関与しません。また、これらの電子は「逆熱」を引き起こすため、有害です。

Case 3

この場合、電子 c少し遅れて放出される、より速く動きます。それは電子に追いつくことを試みますa。次に放出される電子d、と歩こうとします a。その結果、優先電子ac そして d電子束または電子雲を形成します。それを「位相集束効果」と呼びました。

このプロセス全体は、次の図を見るとよく理解できます。

図Aはさまざまな場合の電子の動きを示し、図Bは形成された電子雲を示しています。これらの電子雲は、デバイスの動作中に発生します。これらのアノードセグメントの内面に存在する電荷は、キャビティ内の振動に従います。これにより、時計回りに回転する電界が発生し、実際の実験中に実際に見ることができます。

電界が回転している間、磁束線はカソードに平行に形成され、その複合効果の下で、電子バンチは、らせん軌道で最も近い正のアノードセグメントに一定の間隔で向けられた4本のスポークで形成されます。

マイクロ波測定装置の中でも、マイクロ波装置で構成されるマイクロ波ベンチの設置が目立っています。このセットアップ全体は、わずかな変更で、ガイド波長、自由空間波長、カットオフ波長、インピーダンス、周波数、VSWR、クライストロン特性、ガンダイオード特性、電力測定などの多くの値を測定できます。

電力を決定する際にマイクロ波によって生成される出力は、一般にほとんど価値がありません。それらは送電線の位置によって異なります。マイクロ波電力を測定するための機器が必要です。これは通常、マイクロ波ベンチのセットアップになります。

マイクロ波ベンチの一般的な測定セットアップ

このセットアップは、詳細に観察できるさまざまなパーツの組み合わせです。次の図は、セットアップを明確に説明しています。

信号発生器

名前が示すように、それは数ミリワットのオーダーのマイクロ波信号を生成します。これは、速度変調技術を使用して、連続波ビームをミリワット電力に変換します。

ガンダイオード発振器または反射クライストロン管は、このマイクロ波信号発生器の例である可能性があります。

精密減衰器

これは、目的の周波数を選択し、出力を0〜50dbに制限する減衰器です。これは可変であり、要件に応じて調整できます。

可変減衰器

このアッテネーターは、減衰量を設定します。これは、値の微調整として理解できます。ここでは、読み取り値がPrecisionAttenuatorの値と照合されます。

アイソレーター

これにより、検出器マウントに到達するために必要のない信号が削除されます。アイソレータは、信号が導波管を一方向にのみ通過できるようにします。

周波数計

信号の周波数を測定する装置です。この周波数計を使用すると、信号をその共振周波数に調整できます。また、信号を導波管に結合するための準備も提供します。

鉱石検波器

鉱石検波器プローブと鉱石検波器マウントは上の図に示され、検出器はプローブを介してマウントに接続されています。これは、信号を復調するために使用されます。

定在波インジケーター

定在波電圧計は、定在波比をdB単位で読み取ります。導波管は、信号のクロックサイクルを調整するために、いくらかのギャップによってスロットに入れられます。導波管によって送信された信号は、BNCケーブルを介してVSWRまたはCROに転送され、その特性が測定されます。

リアルタイムアプリケーションでセットアップされたマイクロ波ベンチは次のようになります-

それでは、このマイクロ波ベンチの重要な部分であるスロットラインを見てみましょう。

スロットライン

マイクロ波伝送線路または導波管では、電磁界は、発生器からの入射波と発生器への反射波の合計と見なされます。反射は、不一致または不連続性を示します。反射波の大きさと位相は、反射インピーダンスの振幅と位相に依存します。

得られた定在波は、効果的な伝送のためのインピーダンス不整合に関する知識を持つために必要な伝送線路の欠陥を知るために測定されます。このスロットラインは、マイクロ波デバイスの定在波比の測定に役立ちます。

建設

スロットラインは、測定を行う必要がある伝送ラインのスロットセクションで構成されます。プローブを必要な場所に接続するための移動プローブキャリッジと、機器を取り付けて検出するための機能を備えています。

導波管では、幅の広い側の中央に軸方向にスロットが作られています。鉱石検波器に接続された可動プローブが導波管のスロットに挿入されます。

操作

鉱石検波器の出力は、印加された入力電圧の2乗に比例します。可動プローブにより、その位置での便利で正確な測定が可能になります。ただし、プローブが移動すると、その出力は導波管内に形成される定在波パターンに比例します。ここでは、正確な結果を得るために可変減衰器が採用されています。

出力VSWRは、次の方法で取得できます。

$$ VSWR = \ sqrt {\ frac {V_ {max}} {V_ {min}}} $$

ここで、$ V $は出力電圧です。

次の図は、ラベルが付けられたスロットラインのさまざまな部分を示しています。

上図のラベルの部分は次のことを示しています。

  • ランチャー-シグナルを招待します。
  • 導波管の小さいセクション。
  • アイソレータ-ソースへの反射を防ぎます。
  • ロータリー可変アッテネーター-微調整用。
  • スロットセクション-信号を測定します。
  • プローブの深さの調整。
  • 調整の調整-精度を得るため。
  • 鉱石検波器-信号を検出します。
  • 一致した負荷-出た電力を吸収します。
  • 短絡-負荷に交換するための準備。
  • 回転ノブ-測定中に調整します。
  • バーニアゲージ-正確な結果を得るため。

オシロスコープで低周波変調信号を取得するために、調整可能な検出器を備えたスロットラインが採用されています。調整可能な検出器を備えたスロット付きラインキャリッジを使用して、以下を測定できます。

  • VSWR(電圧定在波比)
  • 定在波パターン
  • Impedance
  • 反射係数
  • リターンロス
  • 使用する発電機の周波数

調整可能な検出器

調整可能な検出器は、低周波方形波変調マイクロ波信号を検出するために使用される検出器マウントです。次の図は、調整可能な検出器マウントのアイデアを示しています。

次の画像は、このデバイスの実際のアプリケーションを表しています。端で終端し、上記と同じようにもう一方の端に開口部​​があります。

マイクロ波伝送システムと検出器マウントを一致させるために、調整可能なスタブがよく使用されます。調整可能なスタブには3つの異なるタイプがあります。

  • 調整可能な導波管検出器
  • 調整可能な同軸検出器
  • 調整可能なプローブ検出器

また、-のような固定スタブがあります

  • ブロードバンドチューンドプローブを修正
  • 固定導波管整合検出器マウント

検出器マウントは、最後に終了するマイクロ波ベンチの最終段階です。

マイクロ波工学の分野では、最初の章ですでに述べたように、多くのアプリケーションが発生します。したがって、さまざまなアプリケーションを使用しているときに、効果的に使用するために、電力、減衰、位相シフト、VSWR、インピーダンスなどのさまざまな値を測定する必要があることがよくあります。

この章では、さまざまな測定手法を見てみましょう。

電力の測定

測定されたマイクロ波パワーは、導波管内の任意の位置での平均パワーです。電力測定には3つのタイプがあります。

  • 低電力(0.01mW〜10mW)の測定

    例-ボロメータ技術

  • 中電力の測定(10mW〜1W)

    例-熱量計技術

  • 高出力(> 10W)の測定

    例-熱量計電力計

それらについて詳しく見ていきましょう。

低電力の測定

0.01mWから10mW付近のマイクロ波電力の測定は、低電力の測定として理解できます。

Bolometer低マイクロ波パワー測定に使用されるデバイスです。ボロメータで使用される要素は、正または負の温度係数である可能性があります。たとえば、バレーターは正の温度係数を持ち、その抵抗は温度の上昇とともに増加します。サーミスタは負の温度係数を持ち、その抵抗は温度の上昇とともに減少します。

それらのいずれもボロメータで使用できますが、抵抗の変化は測定に適用されるマイクロ波パワーに比例します。このボロメータは、アームのブリッジで1つとして使用されるため、不均衡が発生すると、出力に影響します。ボロメータを使用したブリッジ回路の代表的な例を次の図に示します。

ここでのミリアンメータは、流れる電流の値を示します。ボロメータの動作によって不均衡が生じた場合、バッテリーは可変であり、バランスをとるために変化します。DCバッテリー電圧で行われるこの調整は、マイクロ波電力に比例します。この回路の電力処理容量には制限があります。

中電力の測定

10mWから1W付近のマイクロ波パワーの測定は、中程度のパワーの測定として理解できます。

通常、比熱の特定の値を維持する特別な負荷が使用されます。測定される電力は、入力に適用され、すでに維持されている負荷の出力温度を比例的に変化させます。温度上昇の差は、負荷への入力マイクロ波電力を指定します。

ここでは、ブリッジバランス手法を使用して出力を取得します。熱伝達法は、熱量測定技術である電力の測定に使用されます。

ハイパワーの測定

10Wから50KW付近のマイクロ波電力の測定は、高電力の測定として理解できます。

高マイクロ波電力は通常、熱量測定ワットメーターで測定されます。これはドライタイプとフロータイプのどちらでもかまいません。ドライタイプはヒステリシス損失の大きい誘電体を充填した同軸ケーブルを使用することから名付けられ、フロータイプはマイクロ波の吸収に優れた水や油などの液体を使用することから名付けられました。

負荷に入る前後の液体の温度変化は、値の校正に使用されます。この方法の制限は、流量決定、校正、熱慣性などです。

減衰の測定

実際には、マイクロ波コンポーネントおよびデバイスは、多くの場合、ある程度の減衰を提供します。提供される減衰量は、2つの方法で測定できます。−電力比法とRF置換法です。

減衰は、出力電力に対する入力電力の比率であり、通常はデシベルで表されます。

$$減衰\:in \:dBs = 10 \:log \ frac {P_ {in}} {P_ {out}} $$

ここで、$ P_ {in} $ =入力電力、$ P_ {out} $ =出力電力

電力比法

この方法では、減衰の測定は2つのステップで行われます。

  • Step 1 −マイクロ波ベンチ全体の入力および出力電力は、減衰を計算する必要のあるデバイスなしで実行されます。

  • Step 2 −マイクロ波ベンチ全体の入力および出力電力は、減衰を計算する必要のあるデバイスを使用して行われます。

これらのパワーの比率を比較すると、減衰の値がわかります。

次の図は、これを説明する2つのセットアップです。

Drawback −入力電力が低く、ネットワークの減衰が大きい場合、電力と減衰の測定値が正確でない場合があります。

RF置換方法

この方法では、減衰の測定は3つのステップで行われます。

  • Step 1 −マイクロ波ベンチ全体の出力電力は、減衰を計算する必要のあるネットワークで測定されます。

  • Step 2 −マイクロ波ベンチ全体の出力電力は、ネットワークを精密に校正された減衰器に置き換えることによって測定されます。

  • Step 3 −これで、この減衰器は、ネットワークで測定されたものと同じ電力が得られるように調整されます。

次の図は、これを説明する2つのセットアップです。

アテニュエーターの調整値は、ネットワークの減衰を直接示します。上記の方法の欠点はここでは回避されるため、これは減衰を測定するためのより良い手順です。

位相シフトの測定

実際の動作条件では、実際の信号から信号に位相変化が発生する可能性があります。このような位相シフトを測定するために、位相シフトを較正できる比較手法を使用します。

位相シフトを計算するためのセットアップを次の図に示します。

ここで、マイクロ波源は信号を生成した後、H面ティージャンクションを通過します。この接合部から、一方のポートが位相シフトを測定するネットワークに接続され、もう一方のポートが調整可能な高精度位相シフターに接続されます。

復調された出力は1KHzの正弦波であり、接続されたCROで観測されます。この移相器は、1KHzの正弦波の出力も上記と一致するように調整されます。デュアルモードCROで観測することによりマッチングが行われた後、この高精度位相シフターは位相シフトの読み取りを提供します。これは、次の図から明確に理解できます。

この手順は、位相シフトの測定で最もよく使用される手順です。それでは、VSWRの計算方法を見てみましょう。

VSWRの測定

マイクロ波の実際のアプリケーションでは、あらゆる種類のインピーダンスの不一致が定在波の形成につながります。これらの定在波の強さは、電圧定在波比($ VSWR $)によって測定されます。最大電圧と最小電圧の比率は$ VSWR $を与え、これは$ S $で表されます。

$$ S = \ frac {V_ {max}} {V_ {min}} = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} $$

ここで、$ \ rho = Reflection \:co-efficiency = \ frac {P_ {reflected}} {P_ {incident}} $

$ VSWR $の測定は、低$ VSWR $と高$ VSWR $の2つの方法で実行できます。

低VSWRの測定(S <10)

低$ VSWR $の測定は、VSWRメーターであるDCミリボルトメーターで読み取り値を取得するように減衰器を調整することによって実行できます。読み取り値は、DCミリボルトメーターがフルスケールの読み取り値と最小の読み取り値を示すように、スロットラインと減衰器を調整することによって取得できます。

ここで、これら2つの読み取り値を計算して、ネットワークの$ VSWR $を見つけます。

高VSWRの測定(S> 10)

値が10を超える高い$ VSWR $の測定は、と呼ばれる方法で測定できます。 double minimum method。この方法では、最小値での読み取りが行われ、前の山と後の山の最小値の半点での読み取りも行われます。これは次の図で理解できます。

これで、$ VSWR $は、次のように与えられる関係によって計算できます。

$$ VSWR = \ frac {\ lambda_ {g}} {\ pi(d_2-d_1)} $$

ここで、$ \ lambda_g \:は\:\:ガイド付き\:波長$

$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {\ sqrt {1-(\ frac {\ lambda_0} {\ lambda_c})^ 2}} \ quadここで、\:\ lambda_0 \:= {c} / {f} $$

ここでは2つの最小点が考慮されているため、これを二重最小法と呼びます。それでは、インピーダンスの測定について学びましょう。

インピーダンスの測定

Magic Teeとは別に、2つの異なる方法があります。1つはスロットラインを使用する方法、もう1つは反射率計を使用する方法です。

スロットラインを使用したインピーダンス

この方法では、インピーダンスはスロットラインと負荷$ Z_L $を使用して測定され、これを使用して$ V_ {max} $と$ V_ {min} $を決定できます。この方法では、インピーダンスの測定は2つのステップで行われます。

  • Step 1 −負荷$ Z_L $を使用してVminを決定します。

  • Step 2 −負荷を短絡してVminを決定します。

これを次の図に示します。

負荷を使用して$ V_ {max} $と$ V_ {min} $の値を取得しようとすると、特定の値が取得されます。ただし、負荷を短絡して同じことを行うと、最小値が右または左にシフトします。このシフトが左にある場合、それは負荷が誘導性であることを意味し、シフトが右にある場合、それは負荷が本質的に容量性であることを意味します。次の図はこれを説明しています。

データを記録することにより、未知のインピーダンスが計算されます。インピーダンスと反射係数$ \ rho $は、大きさと位相の両方で取得できます。

反射率計を使用したインピーダンス

スロットラインとは異なり、反射率計はインピーダンスの大きさのみを検出し、位相角は検出しません。この方法では、同一であるが方向が異なる2つの方向性結合器が使用されます。

これらの2つのカプラーは、負荷からの入射電力$ P_i $と反射電力$ P_r $のサンプリングに使用されます。次の図に示すように、反射率計が接続されています。これは、反射係数$ \ rho $の大きさを取得するために使用され、そこからインピーダンスを取得できます。

反射率計の読みから、

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$

$ \ rho $の値から、$ VSWR $、つまり$ S $とインピーダンスは、次の式で計算できます。

$$ S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} \ quadおよび\ quad \ frac {z-z_g} {z + z_g} = \ rho $$

ここで、$ z_g $は既知の波動インピーダンスであり、$ z $は未知のインピーダンスです。

ここでは順方向と逆方向の波のパラメーターが観察されますが、カプラーの指向性による干渉はありません。アテニュエーターは、低い入力電力を維持するのに役立ちます。

空洞共振器のQの測定

測定には、伝送方式、インピーダンス方式、過渡減衰方式、減分方式の3つの方式がありますが Q 空洞共振器の中で、最も簡単で最も従う方法は、 Transmission Method。したがって、その測定設定を見てみましょう。

この方法では、空洞共振器が送信デバイスとして機能します。次の図に示すように、出力信号は周波数の関数としてプロットされ、共振曲線になります。

上記の設定から、マイクロ波源の信号周波数を変化させ、信号レベルを一定に保ち、出力電力を測定します。空洞共振器はこの周波数に調整され、信号レベルと出力電力が再び記録され、違いがわかります。

出力をプロットすると、共振曲線が得られ、そこからハーフパワー帯域幅(HPBW)$(2 \ Delta)$の値を確認できます。

$$ 2 \ Delta = \ pm \ frac {1} {Q_L} $$

ここで、$ Q_L $はロードされた値です

$$または\ quad Q_L = \ pm \ frac {1} {2 \ Delta} = \ pm \ frac {w} {2(w-w_0)} $$

マイクロ波源と空洞の間の結合、および検出器と空洞の間の結合が無視された場合、

$$ Q_L = Q_0 \ :(アンロード\:Q)$$

欠点

このシステムの主な欠点は、動作帯域が狭いため、非常に高いQシステムでは精度が少し劣ることです。

さまざまなパラメータのさまざまなタイプの測定手法について説明しました。それでは、これらの問題の例をいくつか解決してみましょう。

この章では、マイクロ波に関連するいくつかの数値問題を解決して、楽しみましょう。

問題1

寸法$ a = 5cm、b = 3cm $の$ TE_ {10} $モード導波路を使用する伝送システムは次の場所で動作しています。 10GHz。2つの最小パワーポイント間で測定された距離は1mm on a slotted line. Calculate the VSWR of the system

解決

$ f = 10GHzとすると; a = 5cm; b = 3cm $

$ TE_ {10} $モード導波路の場合、

$$ \ lambda_c = 2a = 2 \ times 5 = 10 cm $$

$$ \ lambda_0 = \ frac {c} {f} = \ frac {3 \ times10 ^ {10}} {10 \ times10 ^ 9} = 3cm $$

$$ d_2-d_1 = 1mm = 10 ^ {-1} cm $$

私たちは知っています

$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {1-({\ lambda_0} / {\ lambda_c})^ 2} = \ frac {3} {\ sqrt {1-({3} / {10})^ 2}} = 3.144cm $$

二重最小法の場合、VSWRは次の式で与えられます。

$$ VSWR = \ frac {\ lambda_g} {\ pi(d_2-d_1)} = \ frac {3.144} {\ pi(1 \ times10 ^ {-1})} = 10.003 = 10 $$

したがって、特定の伝送システムのVSWR値は10です。

問題2

反射率計のインピーダンスを測定するためのセットアップでは、2つのカプラーの出力がであるときの反射係数は何ですか 2mw そして 0.5mw それぞれ?

解決

とすれば

$$ \ frac {P_i} {100} = 2mw \ quadおよび\ quad \ frac {P_r} {100} = 0.5mw $$

$$ P_i = 2 \ times 100mw = 200mw $$

$$ P_r = 0.5 \ times 100mw = 50mw $$

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {50mw} {200mw}} = \ sqrt {0.25} = 0.5 $$

したがって、与えられたセットアップの反射係数$ \ rho $は0.5です。

問題3

2つの同一のカプラーを導波管で使用して、入射パワーを3mwとしてサンプリングし、反射パワーを 0.25mw、次に$ VSWR $の値を見つけます。

解決

私達はことを知っています

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {0.25} {3}} = \ sqrt {0.0833} = 0.288 $$

$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = \ frac {1 + 0.288} {1-0.288} = \ frac {1.288} {0.712} = 1.80 $$

したがって、上記のシステムの$ VSWR $値は1.80です。

問題4

2つの同一 30dB方向性結合器は、導波管内の入射電力と反射電力をサンプリングするために使用されます。VSWRの値は6 カプラーサンプリング入射電力の出力は 5mw。反射電力の値は何ですか?

解決

私達はことを知っています

$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = 6 $$

$$(1+ \ rho)= 6(1- \ rho)= 6-6 \ rho $$

$$ 7 \ rho = 5 $$

$$ \ rho = \ frac {5} {7} = 0.174 $$

反射電力の値を取得するために、

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {{P_r} / {10 ^ 3}} {{P_i} / {10 ^ 3}}} = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$

$$または\ quad \ rho ^ 2 = \ frac {P_r} {P_i} $$

$$ P_r = \ rho ^ 2.P_i =(0.714)^ 2.5 = 0.510 \ times 5 = 2.55 $$

したがって、この導波管での反射電力は2.55mWです。