パワーエレクトロニクス-クイックガイド

パワーエレクトロニクスとは、電流と電圧の流れを制御し、ユーザーの負荷に適した形に変換するプロセスを指します。最も望ましいパワーエレクトロニクスシステムは、効率と信頼性が100％であるシステムです。

次のブロック図を見てください。パワーエレクトロニクスシステムのコンポーネントとそれらがどのように相互リンクされているかを示しています。

パワーエレクトロニクスシステムは、電気エネルギーをある形式から別の形式に変換し、次のことが確実に達成されるようにします。

• 最大効率
• 最大の信頼性
• 最大可用性
• 最小コスト
• 最小重量
• 小さいサイズ

パワーエレクトロニクスのアプリケーションは、静的アプリケーションとドライブアプリケーションの2つのタイプに分類されます。

静的アプリケーション

これは、溶接、加熱、冷却、電気めっき、DC電源などの可動および/または回転機械部品を利用します。

直流電力送信機

ドライブアプリケーション

ドライブアプリケーションには、モーターなどの回転部品があります。例としては、コンプレッサー、ポンプ、コンベヤーベルト、空調システムなどがあります。

エアコン設備

パワーエレクトロニクスは、コンプレッサーなどの要素を制御するためにエアコンで広く使用されています。パワーエレクトロニクスがエアコンでどのように使用されるかを示す概略図を以下に示します。

パワーエレクトロニクススイッチングデバイスは、1つに統合されたアクティブな切り替え可能なパワー半導体ドライバの組み合わせです。スイッチの主な特性は、機能の内部相関と統合システムの相互作用によって決まります。下の図は、パワーエレクトロニクススイッチシステムがどのように機能するかを示しています。

上図の外部回路は、通常、コントロールユニットに対して高い電位に保たれています。誘導送信機は、2つのインターフェース間に必要な電位差をサポートするために使用されます。

パワースイッチングデバイスは通常、電力を処理する定格、つまり、消費電力率ではなく、電流と電圧の定格の積に基づいて選択されます。したがって、パワーエレクトロニクススイッチの主な魅力的な機能は、低電力またはほとんど電力を消費しない機能です。その結果、電子スイッチは低電力の継続的なサージを実現できます。

線形回路要素とは、電流入力と電圧出力の間に線形関係を示す電気回路のコンポーネントを指します。線形回路を備えた要素の例には、次のものがあります。

• Resistors
• Capacitors
• Inductors
• Transformers

線形回路要素をよりよく理解するには、抵抗要素の分析が必要です。

抵抗器

抵抗器は、電流の流れが制限されてエネルギー変換が行われるデバイスです。たとえば、電気が電球を通って流れるとき、電気は熱や光などの異なる形のエネルギーに変換されます。エレメントの抵抗はオーム（Ω）で測定されます。

与えられた回路の抵抗の測定は次の式で与えられます-

$$R=\rho \frac{L}{A}$$

どこ R −抵抗; ρ −抵抗率; L−ワイヤーの長さ; そしてA −ワイヤーの断面積

さまざまな抵抗器のシンボル

抵抗器
可変抵抗器
ポテンショメータ

コンデンサ

コンデンサとは、誘電体と呼ばれる絶縁体によって分離された2つの導電性材料（プレートとも呼ばれる）を持つ電気デバイスを指します。電界を利用して電気エネルギーを蓄えます。コンデンサをバッテリーに接続すると電界が発生するため、一方のプレートに正の電荷が蓄積され、もう一方のプレートに負の電荷が蓄積されます。

エネルギーがコンデンサの電界に蓄積されるとき、プロセスは充電と呼ばれ、エネルギーが除去されるとき、プロセスは放電と呼ばれます。コンデンサに蓄えられた電気エネルギーのレベルは静電容量と呼ばれ、ファラッド（F）で測定されます。1ファラッドは、1 C / Vで与えられる単位ボルトあたり1クーロンと同じです。

コンデンサーとバッテリーの違いは、コンデンサーは電気エネルギーを蓄え、バッテリーは化学エネルギーを蓄え、遅い速度でエネルギーを放出することです。

さまざまなコンデンサのシンボル

コンデンサのさまざまな記号を次の表に示します。

固定コンデンサ
可変コンデンサ
分極コンデンサ

インダクタ

インダクタは、磁場を使用して電気エネルギーを蓄積する電子デバイスです。インダクタの最も単純な形式は、インダクタンスがワイヤのループ数に正比例するループ形式のコイルまたはワイヤです。さらに、インダクタンスはワイヤの材料の種類とループの半径によって異なります。

特定の巻数と半径サイズが与えられると、空芯だけが最小のインダクタンスをもたらすことができます。空気と同じ目的を果たす誘電体には、木材、ガラス、プラスチックなどがあります。これらの材料は、インダクタを巻くプロセスに役立ちます。巻線の形状（ドーナツ形状）や強磁性体、たとえば鉄は、総インダクタンスを増加させます。

インダクタが蓄えることができるエネルギーの量は、インダクタンスとして知られています。ヘンリー（H）で測定されます。

さまざまなインダクタのシンボル

固定インダクタ
可変インダクタ

トランスフォーマー

これは、電磁誘導と呼ばれるプロセスを通じてエネルギーをあるレベルから別のレベルに変更するデバイスを指します。通常、電力を利用するアプリケーションでAC電圧を上げたり下げたりするために使用されます。

変圧器の一次側の電流が変化すると、そのコアに変化した磁束が生成され、磁場の形で変圧器の二次巻線に広がります。

変圧器の動作原理は、ファラデーの電磁誘導の法則に依存しています。法則は、時間に対する磁束結合の変化率は、導体に誘導されるEMFに直接関係していると述べています。

変圧器には3つの主要部分があります-

• 一次巻線
• 磁気コア
• 二次巻線

変圧器のシンボル

追加のデバイス

電磁装置

電磁気学の概念は技術で広く使用されており、モーター、発電機、電気ベルに適用されています。たとえば、ドアベルでは、電磁コンポーネントがクラッパーを引き付けてベルを叩き、ベルを鳴らします。

コントローラー

コントローラは、プロセスで測定された変数から転送された電子信号を受信し、取得した値を制御の設定値と比較するデバイスです。デジタルアルゴリズムを利用して、機能を相互に関連付け、比較します。

センサー

センサーは電流を決定するために使用され、電流は常に変化して制御の目的でフィードバックを提供します。検出電流により、スムーズで正確なコンバータ機能を実現できます。電流センサーは、並列または多相コンバーターの情報を簡単に共有できるように、コンバーターで重要です。

フィルター

電子フィルターは、信号の処理を実行して不要な周波数を除去するためにも使用されます。それらはアナログ回路であり、アクティブ状態またはパッシブ状態のいずれかで存在します。

シリコン制御整流器または半導体制御整流器は、4層のソリッドステート電流制御デバイスです。「シリコン制御整流器」という名前は、ゼネラルエレクトリックのサイリスタの一種の商品名です。

SCRは主に、高電圧と高電力の制御を必要とする電子デバイスで使用されます。これにより、モーター制御機能などの中高AC電源操作に適用できます。

SCRは、ダイオードのように、ゲートパルスが印加されると導通します。それは2つの構造を形成する半導体の4つの層を持っています。NPNPまたはPNPN。さらに、J1、J2、J3のラベルが付いた3つのジャンクションと、3つの端子（アノード、カソード、ゲート）があります。SCRは、以下のように図式的に表されます。

以下に示すように、アノードはPタイプに、カソードはNタイプに、ゲートはPタイプに接続します。

SCRでは、真性半導体は必要なドーパントが注入されたシリコンです。ただし、PNPN接合のドーピングは、SCRアプリケーションに依存します。

SCRの動作モード

• OFF state (forward blocking mode)−ここで、アノードには正の電圧が割り当てられ、ゲートにはゼロ電圧（切断）が割り当てられ、カソードには負の電圧が割り当てられます。その結果、ジャンクションJ1とJ3は順方向バイアスになり、J2は逆方向バイアスになります。J2はブレークダウンアバランシェ値に達し、実行を開始します。この値を下回ると、J1の抵抗が非常に高くなるため、オフ状態にあると言われます。

• ON state (conducting mode)− SCRは、アノードとカソード間の電位差をアバランシェ電圧より高くするか、ゲートに正の信号を印加することによって、この状態になります。SCRが導通を開始するとすぐに、オン状態を維持するためにゲート電圧は不要になるため、-によってオフになります。

• それを流れる電流を保持電流と呼ばれる最小値に減少させます

• 接合部の両端に配置されたトランジスタを使用します。

• Reverse blocking−これは順方向電圧の低下を補償します。これは、P1に低ドープ領域が必要であるという事実によるものです。順方向ブロッキングと逆方向ブロッキングの電圧定格が等しいことに注意することが重要です。

頭字語TRIACは、Triode for AlternatingCurrentの略です。トライアックは、電流の流れを制御する3つの端子を備えた半導体デバイスであるため、トライアックと呼ばれています。SCRとは異なり、TRIACは双方向ですが、SCRは双方向です。交流サイクルで両半分の電流を制御できるため、AC電源をスイッチングに利用した運転に最適です。これは、下の図で明確に説明されています。

トライアックシンボル

トライアックの回路図を以下に示します。これは、背中合わせに配置された2つのサイリスタに似ています。

トライアック構造

トライアック構造は、デバイス制御を確実にするために組み込まれた追加のゲート接点を備えたDIACと見なされます。他のパワーデバイスと同様に、トライアックはシリコンから製造されています。その結果、シリコンを製造するプロセスは、より安価なデバイスの製造につながります。以下に示すように、トライアックには6つの領域があります。4つのN型領域と2つのP型領域。

トライアックオペレーション

トライアックの動作はサイリスタに基づいています。AC電気部品およびシステムのスイッチング機能を容易にします。これらは、ACサイクルの両方の半分を利用できるため、調光器で広く使用されています。その結果、これにより電力使用量がより効率的になります。サイリスタを使用してトライアックとして機能することは可能ですが、低電力を必要とする操作にはコスト効率が高くありません。2つのサイリスタの観点からトライアックを表示することが可能です。

トライアックは通常、動作時に非対称のスイッチングを示すため、非常に高い電力を必要としないアプリケーションで使用されます。これは、電磁干渉を引き起こすため、高電力を利用するアプリケーションには不利です。その結果、トライアックは、モーター制御、軽量住宅用調光器、および速度を制御するための小型扇風機に使用されています。

バイポーラ接合トランジスタ（BJT）は、その動作が2つの半導体による接触に依存するトランジスタです。スイッチ、アンプ、オシレーターとして機能します。動作には2種類の電荷キャリア（正孔と電子）が必要なため、バイポーラトランジスタとして知られています。正孔はP型半導体の主要な電荷キャリアを構成し、電子はN型半導体の主要な電荷担体です。

BJTのシンボル

BJTの構造

BJTには、背中合わせに接続され、共通の領域B（ベース）を共有する2つのPN接合があります。これにより、ベース、コレクター、エミッターのすべての領域で確実に接触が行われます。PNPバイポーラトランジスタの構造を以下に示します。

上に示したBJTは、背中合わせに接続された2つのダイオードで構成されており、準中性と呼ばれる領域が空乏化しています。準中性エミッタ、ベース及びコレクタの幅をWとして上に示されている_E」、W _B『およびW _C』。それらは次のように得られます-

$$W_{E}^{'}=W_{E}-X_{n,BE}$$ $$W_{B}^{'}=W_{B}-X_{p,BE}-X_{p,BC}$$ $$W_{C}^{'}=W_{C}-X_{n,BC}$$

エミッタ、ベースおよびコレクタの電流の従来の符号はにより示されているI _E、I _B及びI _Cをそれぞれ。したがって、正の電流がコレクタまたはベースの接点に出会うと、コレクタとベースの電流は正になります。さらに、電流がエミッタ接点を離れるとき、エミッタ電流は正です。したがって、

$$I_{E}=I_{B}+I_{C}$$

コレクタとエミッタに対して正の電圧がベース接点に印加されると、ベース-コレクタ電圧とベース-エミッタ電圧が正になります。

簡単にするために、_VCEはゼロと見なされます。

電子の拡散はエミッタからベースに発生し、正孔の拡散はベースからエミッタに発生します。電子がベースコレクターの空乏領域に到達すると、電界によってその領域を掃引されます。これらの電子はコレクタ電流を形成します。

BJTが順方向アクティブモードでバイアスされている場合、総エミッタ電流は、電子拡散電流（I _E、n）、正孔拡散電流（I _E、p）、およびベースエミッタ電流を加算することによって得られます。

$$I_{E}=I_{E,n}+I_{E,p}+I_{r,d}$$

総コレクタ電流は、電子拡散電流（I _E、n）からベース再結合電流（I _r、B）を差し引いたもので与えられます。

$$I_{C}=I_{E,n}-I_{r,B}$$

ベース電流Ｉ_Ｂの合計は、正孔拡散電流（Ｉ_Ｅ、ｐ）、ベース再結合電流（Ｉ_ｒ、Ｂ）、および空乏層のベース－エミッタ再結合電流（Ｉ_ｒ、ｄ）を加算することによって得られる。

$$I_{B}=I_{E,p}+I_{r,B}+I_{r,d}$$

輸送係数

これは、コレクタ電流とエミッタ電流の比率によって与えられます。

$$\alpha =\frac{I_{C}}{I_{E}}$$

キルヒホッフの電流法則を適用すると、ベース電流はエミッタ電流とコレクタ電流の差によって与えられることがわかります。

現在のゲイン

これは、ベース電流に対するコレクタ電流の比率によって与えられます。

$$\beta =\frac{I_{C}}{I_{B}}=\frac{\alpha }{1-\alpha }$$

上記は、BJTがどのように電流増幅を生成できるかを説明しています。コレクタ電流がエミッタ電流とほぼ等しい場合、トランスポート係数（α）は1に近づきます。したがって、電流ゲイン（β）は1より大きくなります。

さらなる分析のために、輸送係数（α）は、（γエミッタ効率の積として書き換えられる_E）（αベース輸送因子_T）と空乏層（δの組み換え因子_R）。次のように書き直されます−

$$\alpha =\gamma _{E}\times \alpha _{T}\times \delta _{r}$$

以下は、議論されたエミッタ効率、ベース輸送係数、および空乏層再結合係数の要約です。

エミッタ効率

$$\gamma _{E}=\frac{I_{E,n}}{I_{E,p}+I_{E,P}}$$

基本輸送係数

$$\alpha _{T}=\frac{I_{E,n}-I_{r,b}}{I_{E,n}}$$

空乏層再結合係数

$$\delta _{r}=\frac{I_{E}-I_{r,d}}{I_{E,n}}$$

絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGBT）は、3端子の半導体デバイスであり、主に電子スイッチとして使用されます。高速スイッチングと高効率が特徴であり、ランプバラスト、電気自動車、可変周波数ドライブ（VFD）などの最新の電化製品に必要なコンポーネントとなっています。

迅速にオンとオフを切り替える機能により、パルス幅変調を使用して複雑な波形パターンを処理するアンプに適用できます。IGBTは、MOSFETとBJTの特性を組み合わせて、それぞれ高電流容量と低飽和電圧容量を実現します。これは、FET（電界効果トランジスタ）を使用して絶縁ゲートを統合し、制御入力を取得します。

IGBTシンボル

IGBTの増幅は、入力信号に対する出力信号の比率によって計算されます。従来のBJTでは、ゲインの次数（β）は、入力電流に対する出力電流の比率に等しくなります。

IGBTのON状態抵抗（RON）の値はMOSFETよりも非常に低くなっています。これは、特定のスイッチング動作でのバイポーラ両端の電圧降下（I ² R）が非常に小さいことを意味します。IGBTの順方向ブロッキング動作は、MOSFETの動作と似ています。

静的状態でIGBTを制御スイッチとして使用すると、その電流および電圧定格はBJTと同じになります。逆に、IGBTの絶縁ゲートにより、BJT電荷の駆動が容易になるため、必要な電力が少なくて済みます。

IGBTは、ゲート端子がアクティブか非アクティブかに基づいてオンまたはオフに切り替えられます。ゲートとエミッタ間の一定の正の電位差により、IGBTはオン状態に維持されます。入力信号が除去されると、IGBTはオフになります。

IGBTの動作原理

IGBTは、BJTとは異なり、デバイスの導通を維持するために必要な電圧はわずかです。IGBTは単方向デバイスです。つまり、順方向にのみオンに切り替えることができます。これは、双方向のMOSFETとは異なり、電流がコレクタからエミッタに流れることを意味します。

IGBTのアプリケーション

IGBTは、トラクションモーターなどの中高出力アプリケーションで使用されます。大型IGBTでは、100アンペアの範囲の大電流と最大6kvのブロッキング電圧を処理できます。

IGBTは、ソリッドステートスイッチングの必要性が必要なコンバーター、インバーター、その他のアプライアンスなどのパワーエレクトロニクスデバイスでも使用されます。バイポーラは、高電流および高電圧で利用できます。ただし、スイッチング速度は低速です。それどころか、MOSFETは高価ですがスイッチング速度が速いです。

金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（MOSFET）は、電子信号を切り替えるために使用されるトランジスタの一種です。つまり、4つの端末があります。ソース（S）、ドレイン（D）、ゲート（G）、ボディ（B）MOSFETのボディは通常、ソース（S）の端子に接続されているため、他の電界効果トランジスタと同様の3端子デバイスになります（ FET）。これらの2つの主端子は通常、短絡を介して相互接続されているため、電気回路図では3つの端子のみが表示されます。

これは、デジタルとアナログの両方の回路で最も一般的なデバイスです。通常のトランジスタと比較して、MOSFETはスイッチをオンにするために低電流（1ミルアンペア未満）を必要とします。同時に、50アンペアを超える大電流負荷を供給します。

MOSFETの動作

MOSFETには、コンデンサのプレートとして機能する二酸化ケイ素の薄層があります。制御ゲートを分離すると、MOSFETの抵抗が非常に高いレベル（ほぼ無限大）に上昇します。

ゲート端子は一次電流経路から遮断されています。したがって、電流がゲートに漏れることはありません。

MOSFETは2つの主要な形態で存在します-

• Depletion state−これには、コンポーネントをオフに切り替えるためのゲート-ソース間電圧（V _GB）が必要です。ゲートがゼロ（V _GB）の場合、デバイスは通常オンであるため、特定の論理回路の負荷抵抗として機能します。N型消耗のあるデバイスに負荷をかける場合、3Vは、負の3Vでゲートを切り替えることによってデバイスがオフになるしきい値電圧です。

• Enhancement state−この状態でコンポーネントをオンにするには、ゲート-ソース間電圧（V _GB）が必要です。ゲートがゼロ（V _GB）の場合、デバイスは通常オフであり、ゲート電圧がソース電圧よりも高いことを確認することでオンに切り替えることができます。

記号と基本構造

どこ、 D −排水; G −ゲート; S−ソース; そしてSub −基板

A（BJT）は1mAの電流を放出し、エミッタ効率は0.99です。基本輸送係数は0.994で、空乏層再結合係数は0.997です。BJTの場合、次のように計算します。

輸送係数

書き換えられた輸送係数は次の式で与えられます。

$$\alpha =\gamma _{E}\times \alpha _{T}\times \delta _{r}$$

値を代入すると、次のようになります。

$$\alpha =0.99\times 0.994\times 0.997=0.981$$

現在のゲイン

現在のゲインは次の式で与えられます。

$$\beta =\frac{I_{C}}{I_{B}}=\frac{\alpha }{1-\alpha }$$

値を代入すると、次のようになります。

$$\beta =\frac{0.981}{1-0.981}=51.6$$

コレクタ電流

$$I_{C}=\alpha \times I_{E}=0.981\times 1=0.981mA$$

ベース電流

$$I_{B}=I_{E}-I_{C}=1-0.981=19\mu A$$

位相制御コンバーター

位相制御コンバーターは、ACをDCエネルギーに変換します（ライン転流）。つまり、固定周波数および固定電圧のAC電力を可変DC電圧出力に変換するために使用されます。それは次のように表されます

• Fixed Input −電圧、周波数、AC電力

• Variable output −DC電圧出力

コンバータに入力されるAC入力電圧は、通常、固定RMS（二乗平均平方根）および固定周波数です。コンバータに位相制御サイリスタを含めることで、可変DC出力電圧が確実に得られます。これは、サイリスタがトリガーされる位相角を変更することで可能になります。その結果、負荷電流の脈動波形が得られます。

入力電源の半サイクル中、サイリスタは順方向バイアスになり、十分なゲートパルス（トリガー）の印加によってオンになります。サイリスタがオンになると、つまり、ポイントωt=αからポイントωt=βに電流が流れ始めます。負荷電流がゼロに低下した瞬間、ライン（自然）転流の結果としてサイリスタがオフになります。

自然転流を利用した電力変換器はたくさんあります。これらには以下が含まれます-

• ACからDCへのコンバーター
• ACからACへのコンバーター
• AC電圧コントローラー
• Cycloconverters

上記の電力変換器については、このチュートリアルの次の章で説明します。

2パルスコンバーター

レベル2パルス幅変調器（PWM）ジェネレーターとも呼ばれる2相パルスコンバーターは、キャリアベースのパルス幅変調コンバーターのパルスを生成するために使用されます。これは、レベル2トポロジを利用して行われます。このブロックは、3種類のコンバータに存在するIGBTやFETなどの制御目的でスイッチングデバイスを制御します。

• 1アーム（単相ハーフブリッジ）
• 2アーム（単相フルブリッジ）
• 3アーム（三相ブリッジ）

2パルスコンバータの基準入力信号は、キャリアと比較されます。基準入力信号がキャリアよりも大きい場合、パルスは上位デバイスの場合は1、下位デバイスの場合は0に等しくなります。

単相フルブリッジ（2アーム）を備えたデバイスを制御するには、ユニポーラまたはバイポーラのパルス幅変調を適用する必要があります。ユニポーラ変調では、2つのアームのそれぞれが独立して制御されます。2番目の基準入力信号は、最初の基準点を180°シフトすることによって内部で生成されます。

バイポーラPWMが適用されると、2番目の単相フルブリッジの下部スイッチングデバイスの状態は、最初の単相フルブリッジデバイスの上部スイッチと同様になります。ユニポーラ変調を使用すると、滑らかなAC波形が得られますが、バイポーラ変調を使用すると、電圧の変動が少なくなります。

3パルスコンバーター

三相3パルスコンバータを考えてみましょう。ここでは、各サイリスタが電源サイクルの3番目の間に導通モードになっています。サイリスタが導通状態にトリガーされる最も早い時間は、相電圧を基準にして30°です。

その動作は、3つのサイリスタと3つのダイオードを使用して説明されています。サイリスタT1、T2及びT3は、ダイオードD1、D2及びD3によって置換されている場合、導通が角度30で開始され°位相に対してにおいてU電圧、U _BN及びuは_CNそれぞれ。したがって、発火角αは、それに対応する相電圧を基準にして、最初は３０°で測定される。

電流はサイリスタを一方向にのみ流れることができます。これは、電力がDC側からAC側に流れるインバーターモードの機能に似ています。さらに、サイリスタの電圧は、点火角度を制御することによって制御されます。これは、α= 0のときに達成されます（整流器で可能）。したがって、3パルスコンバータはインバータと整流器として機能します。

6パルスコンバーター

次の図は、三相電源に接続された6パルスブリッジ制御コンバータを示しています。このコンバータでは、パルス数は相の2倍、つまりp = 2m。同じコンバータ構成を使用して、6パルスの2つのブリッジを組み合わせて、12パルス以上のコンバータを得ることができます。

転流が利用できない場合、2つのダイオードが特定の時間に導通します。さらに、負荷の両端の電圧降下を得るには、2つのダイオードをブリッジの反対側の脚に配置する必要があります。たとえば、ダイオード3と6を同時にオンにすることはできません。したがって、DC負荷の両端の電圧降下は、三相電源からの線間電圧VLの組み合わせです。

パルス数が多いほど、コンバータの使用率が高くなることに注意することが重要です。さらに、パルス数が少ないほど、コンバータの使用率が低くなります。

ほとんどのコンバータの分析は、通常、理想的な条件下（ソースインピーダンスなし）で簡略化されます。ただし、ソースインピーダンスは通常無視できる抵抗素子で誘導性であるため、この仮定は正当化されません。

ソースインダクタンスは、その存在によってコンバータの出力電圧が変化するため、コンバータの性能に大きな影響を与えます。その結果、負荷電流が減少すると出力電圧が低下します。さらに、入力電流と出力電圧の波形が大幅に変化します。

コンバータへのソースインダクタンスの影響は、次の2つの方法で分析されます。

単相への影響

コンバータが導通モードで動作し、負荷電流からのリップルが無視できると仮定すると、開回路電圧は、点火角度αで平均DC出力に等しくなります。次の図は、ソースが単相の完全制御コンバータを示しています。サイリスタT ₃及びT _4は、 Tは、一方0を=とき導通モードであると仮定され、T ₁及びT ₂火災場合ωT=α

ここで-

• V _i =入力電圧
• I _i =入力電流
• V _o =出力電圧
• I _o =出力電圧

いかなるソースインダクタンスが存在しない場合、転流Tで発生する₃およびT ₄。直ちにTサイリスタ₁及びT _2がオンされています。これにより、入力極性が瞬時に変化します。ソースインダクタンスが存在する場合、極性の変化と転流は瞬時には発生しません。従って、T ₃およびT _4は、 T次第整流ない₁及びT _2がオンされています。

ある間隔で、4つのサイリスタすべてが指揮します。この伝導間隔は、オーバーラップ間隔（μ）と呼ばれます。

転流中のオーバーラップにより、DC出力電圧と消光角γが減少し、αが180°に近い場合に転流が失敗します。これを以下の波形で示します。

三相への影響

単相コンバータと同様に、ソースインダクタンスの存在による瞬間的な転流はありません。ソースインダクタンスを考慮に入れると、コンバータの性能への影響（定性的）は単相コンバータの場合と同じです。これを下の図に示します。

トポロジーが単相または多相である可能性があるさまざまなコンバーターのパフォーマンスパラメーターを決定することが重要です。

仮定

• 使用するデバイスは理想的です。つまり、損失はありません。
• デバイスには抵抗性負荷があります

負荷のDC電圧

$$V_{DC}=\frac{1}{T} \int_{0}^{T}V_{L}\left ( t \right )dt$$

負荷のRMS電圧

$$V_{L}=\sqrt{\frac{1}{T}}\int_{0}^{T}V_{L}^{2}\left ( t \right )dt$$

フォームファクタ

$$FF=\frac{V_{L}}{V_{DC}}$$

リップルファクター

$$RF=\frac{\sqrt{V_{L}^{2}-V_{DC}^{2}}}{V_{DC}}=\sqrt{FF^{2}-1}$$

効率（整流係数）

$$\eta =\frac{P_{DC}}{P_{L}+P_{D}}$$

上記が次のように定義されている場合-

$P_{DC}=V_{DC}\times I_{DC}$

$P_{L}=V_{L}\times I_{L}$

$P_{D}=R_{D}\times I_{L}^{2}$（（$P_{D}$ 整流器の損失と $R_{D}$ 抵抗）

$$\eta =\frac{V_{DC}I_{DC}}{\left ( V_{L}I_{L} \right )+\left ( R_{D}I_{L}^{2} \right )}=\frac{V_{DC}^{2}}{V_{L}^{2}}\times \frac{1}{1+\frac{R_{D}}{R_{L}}}$$

だが $R_{D}=0$

したがって、

$$\eta =\left ( \frac{V_{DC}}{V_{L}} \right )^{2}=\left ( \frac{1}{FF}\right )^{2}$$

変圧器利用率

$$TUF=\frac{P_{DC}}{VA \:Rating \:of \:the \:Transformer }=\frac{P_{DC}}{\frac{VA_{p}+VA_{s}}{2}}$$

VAの_PとVA _sが変圧器の一次および二次電力定格です。

高電圧直流（HVDC）コンバーターでは、ステーションはライン転流されます。これは、バルブの初期電流は、AC形式のコンバータバス電圧のゼロ値を基準にしてのみ遅延できることを意味します。したがって、電圧をより適切に制御するために、コンバータバスは無効電力源に接続されます。

無効電源は、静的システムのコンデンサを変化させるために使用されます。無効電力システムの応答は、動的条件での電圧制御によって決定されます。

不安定なACシステムを操作する場合、不安定な電圧および過電圧サージのために問題が発生する傾向があります。発火角度の制御を簡素化するには、無効電力のより良い調整が必要です。その結果、無効電力コンバータのこの機能は、HVDCを使用する最新のコンバータにますます適用されています。

定常状態での無効電力制御

無効電力を有効電力の関数として表す方程式は、単位量で表されます。

ベースコンバータの電圧は次の式で与えられます。

$$V_{db}=3\sqrt{\frac{2}{\pi }}\times V_{L}$$

どこ V_L =線間電圧（巻線側）

Base DC Current (I_db ) =定格DC電流 (I_dr)

Base DC Power (P_dc)N = _B ×V _DB ×I _DB、n_b =直列の橋の数

BaseBase AC voltage (V_b) = (V_a)

Base AC Power =ベースDC電源

$$\sqrt{\frac{18}{\pi }}\times V_{a}\times I_{db}\times n_{b}$$

デュアルコンバーターは主に可変速ドライブ（VFD）に見られます。デュアルコンバータでは、2つのコンバータが背中合わせにリンクされています。デュアルコンバータの動作は、下の図を使用して説明されています。−

• デュアルコンバータは、その端子で理想的なものです（純粋なDC出力を提供します）。

• 各2象限コンバータは、ダイオードと直列の制御されたDC電源です。

• ダイオードD1とD2は、一方向の電流の流れを示しています。

循環電流なしで動作するデュアルコンバータを考慮すると、AC電流は制御された点火パルスによって流れることができません。これにより、他のコンバータがブロックされている間、負荷電流を流すコンバータが確実に導通します。これは、コンバーター間のリアクターが必要ないことを意味します。

充電器

充電器とも呼ばれる充電器は、電流を利用して二次電池にエネルギーを蓄えます。充電プロセスは、バッテリーの種類とサイズによって決まります。バッテリーの種類が異なれば、過充電に対する許容レベルも異なります。再充電プロセスは、それを定電圧または定電流源に接続することによって達成することができる。

充電率（C）

充電率は、バッテリーの充電または放電の速度として定義され、1時間のバッテリー容量に相当します。

バッテリー充電器は、充電率Cで指定されます。たとえば、定格C / 10のバッテリー充電器は10時間で充電容量が得られ、定格3Cのバッテリー充電器は20分でバッテリーを充電します。

バッテリー充電器の種類

バッテリー充電器には多くの種類があります。このチュートリアルでは、5つの主要なタイプについて検討します。

• Simple chargers −充電中のバッテリーに一定のDC電源を供給することで動作します。

• Fast chargers −制御回路を使用してバッテリーを急速に充電し、その過程でバッテリーセルの損傷を防ぎます。

• Inductive chargers −電磁誘導を使用してバッテリーを充電します。

• Intelligent chargers −通信するチップを含むバッテリーを充電するために使用されます the スマート充電器。

• Motion powered charger−人間の動きを利用してバッテリーを充電します。2つのバネの間に配置された磁石は、人間の動きによって上下に動かされ、バッテリーを充電します。

個別に励起されたDCモーターには、220V、100A、および1450rpmのパラメーターがあります。そのアーマチュアの抵抗は0.1Ωです。さらに、周波数50 Hz、誘導リアクタンス0.5Ωおよび50Hzの3相AC電源に接続された3相完全制御コンバーターから供給されます。α= 0の場合、モーターの動作は定格トルクと定格速度です。モーターが定格速度で逆方向を使用して回生ブレーキをかけると仮定します。転流が影響を受けない最大電流を計算します。

Solution −

私達はことを知っています、

$$V_{db}=3\sqrt{\frac{2}{\pi }}\times V_{L}-\frac{3}{\pi }\times R_{b}\times I_{db}$$

値を代入すると、次のようになります。

$220=3\sqrt{\frac{2}{\pi }}\times V_{L}-\frac{3}{\pi }\times 0.5\times 100$

したがって、

$V_{L}=198V$

定格速度での電圧= $220-\left ( 100\times 0.1 \right )=210V$

定格速度では、逆方向の回生ブレーキ、

$=3\sqrt{\frac{2}{\pi }}\times 198\cos \alpha -\left ( \frac{3}{\pi }\times 0.5+0.1\right )\times I_{db}=-210V$

だが $\cos \alpha -\cos \left ( \mu +\alpha \right )=\frac{\sqrt{2}}{198}\times 0.5I_{db}$

転流が失敗するためには、以下の制限条件が満たされている必要があります。

$\mu +\alpha \approx 180^{\circ}$

したがって、 $\quad \cos \alpha =\frac{I_{db}}{198\sqrt{2}}-1$

また、

$\frac{3}{\pi }I_{db}-\frac{3\sqrt{2}}{\pi }\times 198-\left ( \frac{3}{\pi }\times 0.5+0.1 \right )I_{db}=-210$

これは与える、 $\quad 0.3771I_{db}=57.4$

したがって、 $\quad I_{db}=152.2A$

チョッパーは高速を使用してソース負荷に接続および切断します。電源スイッチのON / OFFを継続的にトリガーすることにより、固定DC電圧がソース負荷に断続的に印加されます。電源スイッチがONまたはOFFになっている時間は、それぞれチョッパーのONおよびOFF状態時間と呼ばれます。

チョッパーは主に電気自動車、風力および太陽エネルギーの変換、およびDCモーターレギュレーターに適用されます。

チョッパーのシンボル

チョッパーの分類

電圧出力に応じて、チョッパーは次のように分類されます。

• ステップアップチョッパー（ブーストコンバーター）
• ステップダウンチョッパー（バックコンバーター）
• ステップアップ/ダウンチョッパー（バックブーストコンバーター）

ステップアップチョッパー

ステップアップチョッパーの平均電圧出力（V _o）は、電圧入力（V _s）よりも大きくなります。下の図は、ステップアップチョッパーの構成を示しています。

電流と電圧の波形

以下の波形に示すように、V ₀（平均電圧出力）は、チョッパーがオンのときは正、チョッパーがオフのときは負です。

どこ

T _ON –チョッパーがオンの時間間隔

T _OFF –チョッパーがオフの時間間隔

V _L –負荷電圧

V _s –電源電圧

T –チョッピング時間= T _ON + T _OFF

Vの_Oはで与えられます-

$$V_{0}=\frac{1}{T}\int_{0}^{T_{ON}}V_{S}dt$$

チョッパー（CH）をONにすると、負荷が短絡するため、その間の電圧出力が発生します。 T_ONはゼロです。また、この間にインダクタが充電されます。これにより、V _S = _VLが得られます

$L\frac{di}{dt}=V_{S},$ $\frac{\Delta i}{T_{ON}}=\frac{V_{S}}{L}$

したがって、$\Delta i=\frac{V_{S}}{L}T_{ON}$

Δi=はインダクタのピークツーピーク電流です。チョッパー（CH）がOFFのとき、インダクタLを介して放電が発生します。したがって、Vsと_VLの合計は次のようになります。

$V_{0}=V_{S}+V_{L},\quad V_{L}=V_{0}-V_{S}$

だが $L\frac{di}{dt}=V_{0}-V_{S}$

したがって、$L\frac{\Delta i}{T_{OFF}}=V_{0}-V_{S}$

これは与える、$\Delta i=\frac{V_{0}-V_{S}}{L}T_{OFF}$

オン状態からのΔiをオフ状態からのΔiに等しくすると、−が得られます。

$\frac{V_{S}}{L}T_{ON}=\frac{V_{0}-V_{S}}{L}T_{OFF}$、 $V_{S}\left ( T_{ON}+T_{OFF} \right )=V_{0}T_{OFF}$

$V_{0}=\frac{TV_{S}}{T_{OFF}}=\frac{V_{S}}{\frac{\left ( T+T_{ON} \right )}{T}}$

これにより、平均電圧出力は次のようになります。

$$V_{0}=\frac{V_{S}}{1-D}$$

Vのこと、上記の式が示す_OがVから変化させることができる_S無限に。これは、出力電圧が常に入力電圧よりも高くなることを証明しているため、電圧レベルを上げたり上げたりします。

ステップダウンチョッパー

これは、バックコンバータとしても知られています。このチョッパーでは、平均出力電圧V _Oは、入力電圧Vよりも小さい_S。チョッパーがオンの場合、V _O = V _Sであり、チョッパーがオフの場合、V _O = 0

チョッパーON時−

$V_{S}=\left ( V_{L}+V_{0} \right ),\quad V_{L}=V_{S}-V_{0},\quad L\frac{di}{dt}=V_{S}-V_{0},\quad L\frac{\Delta i}{T_{ON}}=V_{s}+V_{0}$

したがって、ピークツーピーク電流負荷は次の式で与えられます。

$\Delta i=\frac{V_{s}-V_{0}}{L}T_{ON}$

回路図

どこ FD フリーホイールダイオードです。

チョッパーがオフの場合、インダクターで極性反転と放電が発生します。電流はフリーホイールダイオードとインダクタを通過して負荷に流れます。これは与える、

$$L\frac{di}{dt}=V_{0}........................................\left ( i \right )$$

−と書き直しました$\quad L\frac{\Delta i}{T_{OFF}}=V_{0}$ $$\Delta i=V_{0}\frac{T_{OFF}}{L}...................................\left ( ii \right )$$

式（i）と（ii）を等しくすると、次のようになります。

$\frac{V_{S}-V_{0}}{L}T_{ON}=\frac{V_{0}}{L}T_{OFF}$

$\frac{V_{S}-V_{0}}{V_{0}}=\frac{T_{OFF}}{T_{ON}}$

$\frac{V_{S}}{V_{0}}=\frac{T_{ON}-T_{OFF}}{T_{ON}}$

上記の式は次のようになります。

$$V_{0}=\frac{T_{ON}}{T}V_{S}=DV_{S}$$

式（i）は次のようになります。

$\Delta i=\frac{V_{S}-DV_{S}}{L}DT$、から $D=\frac{T_{ON}}{T}$

$=\frac{V_{S}-\left ( 1-D \right )D}{Lf}$

$f=\frac{1}{T}=$チョッピング頻度

電流と電圧の波形

電流と電圧の波形を以下に示します-

ステップダウンチョッパーの場合、電圧出力は常に電圧入力よりも低くなります。これを以下の波形で示します。

ステップアップ/ステップダウンチョッパー

これは、バックブーストコンバータとしても知られています。電圧入力レベルの増減が可能です。下の図は、昇降圧チョッパーを示しています。

チョッパーをオンにすると、インダクタLは、ソース電圧Vで充電となる_S。したがって、V _s = _VLです。

$$L\frac{di}{dt}=V_{S}$$ $$\Delta i=\frac{V_{S}}{L}T_{ON}=\frac{V_{S}}{L}T\frac{T_{ON}}{T}=\frac{DV_{S}}{Lf}$$

なぜなら-

$D=\frac{T_{ON}}{T}$ そして $f=\frac{1}{T} .............................................. \left ( iii \right )$

チョッパーのスイッチを切ると、インダクタの極性が逆になり、ダイオードと負荷を介して放電します。

したがって、

$$V_{0}=-V_{L}$$ $$L\frac{di}{dt}=-V_{0}$$

$L\frac{\Delta i}{T_{OFF}}=-V_{0}$、したがって $\Delta i=-\frac{V_{0}}{L}T_{OFF}................................\left ( iv \right )$

式（iii）と（iv）を評価すると、次のようになります。

$\frac{DV_{S}}{Lf}=-\frac{V_{0}}{L}T_{OFF}$、 $DV_{S}=-DV_{S}=-V_{0}T_{OFF}f$

$DV_{S}=-V_{0}\frac{T-T_{ON}}{T}=-V_{0}\left ( 1-\frac{T_{ON}}{T} \right )$、 $V_{0}=-\frac{DV_{S}}{1-D}$

なぜなら $D=\frac{T_{ON}}{T}=\frac{T-T_{OFF}}{1-D}$

これは与える、

$V_{0}=\frac{DV_{S}}{1-D}$

Dは0から1まで変えることができます。D= 0の場合。V _O = 0

D = 0.5の場合、V _O = V _S

の場合、D = 1、V _O =∞。

従って、区間0で≤D≤0.5、出力電圧範囲0≤Vに変化_O <V _Sと我々はステップダウンまたは降圧動作を取得します。一方、間隔0.5≤D≤1で、出力電圧範囲Vで変化_S ≤V _O ≤∞、我々はステップアップまたは昇圧動作を取得します。

コンバータには、出力電圧を変化させるために使用される2つの基本的な制御方法があります。これらは-

• 時間比率制御
• 電流制限制御

時間比率制御

時間比制御では、定数kは次の式で与えられます。 $\frac{T_{ON}}{T}$さまざまです。定数kはデューティ比と呼ばれます。時間比制御は2つの方法で実現できます-

一定周波数

この制御方法では、ON時間Tを変化させながら、周波数（f = 1 / T _0N）を一定に保ちます。これは、パルス幅変調（PWM）と呼ばれます。

可変周波数

可変周波数技術では、オン時間Tを一定に保ちながら、周波数（f = 1 / T）を変化させます。これは、周波数変調制御と呼ばれます。

電流制限制御

DC-DCコンバータでは、電流の値は連続電圧の最大レベルと最小レベルの間で変化します。この手法では、チョッパー（DC-DCコンバーターのスイッチ）をオンにしてからオフにして、電流が上限と下限の間で一定に保たれるようにします。電流が最大点を超えると、チョッパーがオフになります。

スイッチがオフ状態にある間、電流はダイオードを介してフリーホイールし、指数関数的に低下します。電流が最小レベルに達すると、チョッパーがオンになります。この方法は、オン時間Tが一定の場合、または周波数（f = 1 / T）の場合に使用できます。

共振スイッチコンバータとは、インダクタとコンデンサ（LC）ネットワークを備え、スイッチングの各期間中に電流と電圧の波形が正弦波状に変化するコンバータを指します。さまざまな共振スイッチコンバータがあります-

• 共振DC-DCコンバータ
• DCからACへのインバーター
• 共振ACインバーターからDCコンバーターへ

このチュートリアルでは、共振DC-DCコンバーターに焦点を当てます。

共振DC-DCコンバータ

DC-DCコンバータを使用して、スイッチモード電源（SMPS）の概念を以下に説明します。負荷には、一次電圧源V _INから得られる定電圧供給（V _OUT）が与えられます。V _OUTの値は、直列の抵抗（R _S）またはシャントに接続された電流源（I _S）を変化させることによって調整されます。V制御することにより_OUTを変化させることを介してI _SをとR確保_Sのパワーのかなりの量が変換で失われ、一定に保たれます。

スイッチモード電源（SMPS）

SMPS（スイッチモード電源）とは、効率的な方法で電力を変換する目的でスイッチングレギュレータを使用する電子デバイスを指します。SMPSは、主電力線から電力を受け取り、それを負荷に転送します。たとえば、電圧と電流の特性が変換されることを確認しながらコンピュータ。

SMPSと線形電源の違いは、前者は低消費時にオンとオフを切り替え続け、高消費領域では使用する時間が少ないことです。これにより、無駄になるエネルギーが少なくなります。実際、SMPSは電力を消費しません。

SMPSのサイズは、同じサイズと形状の通常のリニア電源電源デバイスと比較して、小さくて非常に軽量です。

次の図は、SMPSの回路図を示しています。スイッチング周波数が変化すると、蓄積されたエネルギーがサイクルごとに変化する可能性があるため、電圧出力が変化します。

以下の波形は、プッシュプルとも呼ばれるハーフブリッジコンバータの波形です。高出力を利用するアプリケーションで使用されます。入力電圧は、波形に示されているように半分になります。

ステップアップチョッパーの入力電圧は150Vです。必要な電圧出力は450Vです。サイリスタの導通時間は150μ秒です。チョッピング頻度を計算します。

Solution −

The chopping frequency (f)

$f=\frac{1}{T}$

どこ T –チョッピング期間= $T_{ON}+T_{OFF}$

与えられた- $V_{S}=150V$$V_{0}=450V$ $T_{ON}=150\mu sec$

$V_{0}=V_{S\left ( \frac{T}{T-T_{ON}} \right )}$

$450=150\frac{T}{T-150^{-6}}$ $T=225\mu sec$

したがって、 $f=\frac{1}{225\ast 10^{-6}}=4.44KHz$

The new voltage output, on condition that the operation is at constant frequency after the halving the pulse width.

パルス幅を半分にすると、次のようになります。

$$T_{ON}=\frac{150\times 10^{-6}}{2}=75\mu sec$$

したがって、周波数は一定です。

$$f=4.44KHz$$ $$T=\frac{1}{f}=150\mu sec$$

電圧出力は次の式で与えられます。

$$V_{0}=V_{S}\left ( \frac{T}{T-T_{ON}} \right )=150\times \left ( \frac{150\times 10^{-6}}{\left ( 150-75 \right )\times 10^{-6}} \right )=300Volts$$

インバーターとは、必要な周波数と電圧の出力でDC形式の電力をAC形式に変換するパワーエレクトロニクスデバイスのことです。

インバーターは2つの主要なカテゴリーに分類されます-

• Voltage Source Inverter (VSI) −電圧源インバーターのDC電源電圧が硬いため、DC電圧のインバーター入力端子のインピーダンスが制限されているかゼロになっています。

• Current Source Inverter (CSI)−電流源インバータには、高インピーダンスのDC電源から可変電流が供給されます。結果として生じる電流波は、負荷の影響を受けません。

単相インバーター

単相インバータには、フルブリッジインバータとハーフブリッジインバータの2種類があります。

ハーフブリッジインバーター

このタイプのインバーターは、フルブリッジインバーターの基本的な構成要素です。それは2つのスイッチを含み、そのコンデンサのそれぞれは等しい電圧出力を持っています$\frac{V_{dc}}{2}$。さらに、スイッチは相互に補完し合います。つまり、一方がオンになると、もう一方はオフになります。

フルブリッジインバーター

このインバータ回路はDCをACに変換します。これは、スイッチを正しい順序で開閉することで実現されます。どのスイッチが閉じているかに基づいて、4つの異なる動作状態があります。

三相インバーター

三相インバーターは、DC入力を三相AC出力に変換します。その3つのアームは通常、三相AC電源を生成するために120°の角度で遅延されます。インバータスイッチはそれぞれ50％の比率であり、スイッチングは時間T（60°の角度間隔）のT / 6ごとに発生します。スイッチS1とS4、スイッチS2とS5、およびスイッチS3とS6は互いに補完し合っています。

下の図は、三相インバータの回路を示しています。これは、同じDC電源に接続された3つの単相インバーターに他なりません。三相インバーターの極電圧は、単相ハーフブリッジインバーターの極電圧と同じです。

上記の2種類のインバータには、2つの導通モードがあります。 180° mode of conduction そして 120° mode of conduction。

180°伝導モード

この導通モードでは、すべてのデバイスが180°の導通状態にあり、60°間隔でオンになります。端子A、B、Cは、負荷の三相デルタ接続またはスター接続に接続されているブリッジの出力端子です。

平衡スター接続負荷の動作は、次の図で説明されています。0°〜60°の期間、ポイントS1、S5、およびS6は導通モードになります。負荷の端子AとCは、正の点でソースに接続されています。端子Bは負の点でソースに接続されています。さらに、抵抗R / 2はニュートラルと正の端の間にあり、抵抗Rはニュートラルと負の端子の間にあります。

負荷電圧は次のようになります。 V AN = V / 3、 V BN = −2V / 3、 V CN = V / 3

線間電圧は次のように与えられます。 V AB = V AN − V BN = V、 V BC = V BN − V CN = −V、 V CA = V CN − V AN = 0

180°伝導モードの波形

120°の伝導モード

この伝導モードでは、各電子デバイスは120°の伝導状態にあります。負荷のデルタ接続に最適です。これは、そのフェーズのいずれかで6ステップタイプの波形が生成されるためです。したがって、各デバイスは120°でしか導通しないため、常に2つのデバイスのみが導通しています。

負荷の端子Aは正の端に接続され、端子Bはソースの負の端に接続されます。負荷の端子Cはフローティング状態と呼ばれる状態です。さらに、相電圧は、以下に示すように負荷電圧と等しくなります。

相電圧=線間電圧

V _AB = V

V _BC = −V / 2

V _CA = −V / 2

120°伝導モードの波形

PWMは、負荷電流の全高調波歪み（THD）を低減するために使用される手法です。長方形/正方形のパルス波を使用し、パルス幅が変調された後、平均波形値f（t）が変化します。変調時間はTで与えられます。したがって、波形平均値は次のように与えられます。

$$\bar{y}=\frac{1}{T}\int_{0}^{T}f\left ( t \right )dt$$

正弦波パルス幅変調

単純な電源電圧インバーターでは、必要に応じてスイッチをオン/オフできます。各サイクル中に、スイッチは1回オンまたはオフになります。これにより、方形波になります。ただし、スイッチを何度もオンにすると、波形が改善された高調波プロファイルが得られます。

正弦波PWM波形は、目的の変調波形を高周波の三角波と比較することによって得られます。信号の電圧がキャリア波形の電圧よりも小さいか大きいかに関係なく、結果として得られるDCバスの出力電圧は負または正のいずれかになります。

正弦波の振幅は、で与えられる_Mおよびキャリア三角形のは、として与えるためである_C。正弦波PWMの場合、変調指数mはA _m / Acで与えられ_ます。

修正された正弦波形PWM

修正された正弦波PWM波形は、力率の制御と最適化に使用されます。主な概念は、PWMコンバーターを変更することにより、グリッドで遅延した電流を電圧グリッドにシフトすることです。その結果、力率の最適化だけでなく、電力効率も向上します。

マルチPWM

複数のPWMには、値が同じではない多数の出力がありますが、それらが生成される期間はすべての出力で一定です。PWMを備えたインバーターは、高電圧出力で動作することができます。

以下の波形は、複数のPWMによって生成された正弦波です。

電圧および高調波制御

周波数が60Hzの基本電力の多重積分である周波数を持つ周期波形は、高調波と呼ばれます。一方、全高調波歪み（THD）は、すべての高調波電流周波数の総寄与を指します。

高調波は、特定の回路で使用される整流器の数を表すパルスによって特徴付けられます。次のように計算されます-

$$h=\left ( n\times P \right )+1 \quad or \quad -1$$

どこ n −は整数1、2、3、4….nです

P −整流器の数

以下の表に要約されています-

Harmonic	Frequency
1位	60 Hz
2回目	120 Hz
3位	180Hz
4位	240Hz
5位 。 。 49日	300Hz 。 。 2940Hz

高調波は電圧と電流の出力に影響を与え、絶縁トランス、ラインリアクトル、電力システムの再設計、および高調波フィルターを使用して低減できます。

シリーズ共振インバーター

共振インバーターは、共振電流の振動に基づいて動作する電気インバーターです。ここで、スイッチングデバイスと共振コンポーネントは互いに直列に接続されています。回路の自然な特徴の結果として、スイッチングデバイスを通過する電流はゼロに低下します。

このタイプのインバーターは、20kHz〜100kHzの範囲の非常に高い周波数で正弦波形を生成します。したがって、誘導加熱や蛍光灯などの固定出力を必要とするアプリケーションに最適です。スイッチング周波数が高いため、通常はサイズが小さくなります。

共振インバータには多くの構成があるため、2つのグループに分類されます-

• 単方向スイッチ付きのもの
• 双方向スイッチ付きのもの

単相ハーフブリッジインバータの抵抗は2.5Ω、入力DC電圧は50Vです。以下を計算します-

Solution −

a. The RMS voltage occurring at the fundamental frequency

$E_{1RMS}=0.9\times 50V=45V$

b. The power Output

RMS出力電圧 $E_{ORMS}=E=50V$

出力電力 $=E^{2}/R=\left ( 50\right )^{2}/2.5=1000W$

c. Peak current and average current

ピーク電流 $I_{p}=E_{0}/R=50/2.5=20A$

平均電流$=I_{p}/2=20/2=10A$

d. Harmonic RMS voltage

$E_{n}=\left \{ \left ( E_{ORMS} \right )^{2}-\left ( E_{1RMS} \right )^{2} \right \}^{0.5}=\left [ 50^{2} -45^{2}\right ]^{0.5}=21.8V$

e. Total harmonic distortion

$E_{n}/E_{1RMS}=21.8/45=0.48\times 100\%=48\%$

単相ACコントローラー（電圧コントローラー）は、負荷回路に印加された後の交流電圧の値を変化させるために使用されます。負荷とAC電圧の定電源の間にサイリスタも配置されます。

二乗平均平方根交流電圧は、サイリスタのトリガ角度を変更することによって調整されます。位相制御の場合、サイリスタは、各入力サイクル中にAC入力電源から負荷回路への接続を確立するためのスイッチとして使用されます。正の入力電圧ごとに、チョッピングが発生し、電圧が低下します。

抵抗負荷のある回路図

サイクルの半分の間、サイリスタスイッチがオンになり、電圧入力が負荷の両端に現れるようにします。この後、最後の半サイクルでオフ状態になり、負荷をソース電圧から切り離します。

トリガー角度αを制御すると、負荷の電圧のRMS値も制御されます。したがって、トリガー角度αは、次の値として定義されます。ωt サイリスタがオンになるとき。

ACコンバータの多段シーケンス制御

2つ以上のシーケンス制御段を接続すると、力率を改善し、THD（全高調波歪み）をさらに低減することができます。n段シーケンス制御コンバータは、トランスの2次側にn個の巻線があり、それぞれの定格はe _s / n（電源電圧）です。

2つのACコンバーターを互いに並列に配置すると、ゼロシーケンス方式が作成されます。2つのコンバータ間のわずかな違いにより、循環電流に大きなゼロシーケンスが発生します。下の図は、コンバータの並列システムを示しています。電流の方向は、電圧システムの方向に対して反時計回りです。

サイクロコンバータは、AC電力をある周波数から別の周波数のAC電力に変更できる周波数変換器を指します。このプロセスは、AC-AC変換として知られています。これは主に電気牽引、可変速度および誘導加熱を備えたACモーターで使用されます。

サイクロコンバータは、1つのステージで周波数変換を実現し、電圧と周波数を確実に制御できるようにします。また、自然転流を利用しているため、転流回路を使用する必要がありません。サイクロコンバーター内の電力伝達は、2つの方向（双方向）で発生します。

サイクロコンバータの主な問題は、小電流で動作している場合、発火遅延によって非効率が生じることです。さらに、動作は、半分の周波数の入力値と等しくない周波数でのみスムーズになります。サイクロコンバータは位相制御されたAC-ACコンバータであるため、これは真実です。したがって、必要なAC出力電圧を与えるには、ライン（自然）転流を適用して電圧入力セグメントを選択する必要があります。これは、出力周波数が入力周波数よりも低い理由を説明しています。

サイクロコンバータの高調波は、主に制御方法、オーバーラップ効果、特定のサイクルのパルス数、動作モード、および導通モードの影響を受けます。

サイクロコンバータには2つのタイプがあります-

• Step Up cycloconverter −これらのタイプは自然転流を使用し、入力よりも高い周波数で出力を提供します。

• Step Down cycloconverter −このタイプは強制転流を使用し、入力の周波数よりも低い周波数の出力になります。

サイクロコンバーターはさらに3つのカテゴリーに分類されます-

• Single phase to single-phase−このタイプのサイクロコンバータには、2つの全波コンバータが背中合わせに接続されています。一方のコンバータが動作している場合、もう一方のコンバータは無効になり、電流は流れません。

• Three-phase to single-phase −このサイクロコンバータは、（+ V、+ I）と（-V、-I）が整流モードで、（+ V、-I）と（-V、+ I）が反転モードの4つの象限で動作します。

• Three-phase to three-phase −このタイプのサイクロコンバータは、主に三相誘導および同期機で動作するAC機システムで使用されます。

一体型サイクルコントローラは、損失なしに直接スイッチングを実行する機能を備えたコンバータです。このプロセスは、ACからDC、次にDCからACの中間プロセスを実行することなく、ACをACに直接変換します。

基本的な積分制御サイクルは、本質的に正弦波です。AC入力から高周波の半サイクルを組み合わせて排除することで動作します。コントローラは通常、全サイクルまたは半サイクルのみが使用されるため、電圧入力がゼロである半サイクル中にオンまたはオフになります。したがって、積分サイクル回路は、共振回路を必要とせずにゼロ電圧でのスイッチングを実現します。

次の図は、単純な一体型サイクルコントローラを示しています。負荷と直接変換を実行する電源スイッチが含まれています。この図は、ソース周波数の3倍から1倍への変換を示しています。

力率制御

力率制御は、力率の補正とも呼ばれ、無効電力の量を減らすプロセスです。この場合に使用されるパワーエレクトロニクスデバイスは、力率コントローラー（PFC）と呼ばれます。電力の三角形（無効電力、真の電力、皮相電力で構成される）から、無効電力は真の電力に対して直角（90°）であり、磁場を励起するために使用されます。無効電力は電子機器では実際の価値はありませんが、電気料金には実際の無効電力コストが含まれています。そのため、電子機器に力率コントローラを搭載する必要があります。

力率（k）は、無効電力（kVAr）に対する実際の電力（kW）の比率として定義されます。その値の範囲は0〜1です。デバイスの力率が0.8以上の場合、電力を効率的に使用していると言われます。PFCを組み込むことにより、力率が0.95から0.99の範囲になります。力率コントローラーは、主に産業機器に使用され、蛍光灯や電気モーターによって生成される無効電力を最小限に抑えます。

高調波歪みを発生させずに力率を改善するには、従来のコンデンサを使用しないでください。代わりに、高調波抑制用のフィルター（コンデンサーとリアクトルの組み合わせ）が使用されます。下の図は、高調波フィルターを示しています。

上記のタイプの高調波フィルターは、シングルチューンドフィルターと呼ばれます。このフィルターの品質係数Qは、Q（調整周波数）でのリアクタンス（X _L）の品質係数として定義されます。ここで、Qは（nX _L / R）で与えられます。

マトリックスコンバーターは、単一ステージの変換を備えたコンバーターとして定義されます。双方向制御スイッチを利用して、ACからACへの電力の自動変換を実現します。これは、PWM電圧整流器（両面）の代替手段を提供します。

マトリックスコンバータは、入力と出力のスイッチング周波数を示す正弦波形によって特徴付けられます。双方向スイッチにより、制御可能な力率入力が可能になります。さらに、DCリンクがないため、コンパクトな設計になっています。マトリックスコンバータの欠点は、完全に制御され、高周波で動作できるバイラテラルスイッチがないことです。入力電圧に対して出力される電圧比は制限されています。

マトリックスコンバータ制御には3つの方法があります-

• 空間ベクトル変調
• パルス幅変調
• Venturi-関数伝達の分析

マトリックスコンバータ回路

以下の図は、単相マトリックスコンバーターを示しています。

これには4つの双方向スイッチが含まれており、各スイッチは順方向ブロッキングと逆方向電圧の両方で導通することができます。

空間ベクトル変調（SVM）

SVMは、PWMを制御するために使用されるアルゴリズムの方法を指します。さまざまな速度でACモーターを駆動するAC波形を作成します。DC電源を備えた三相インバーターの場合、出力の3つのメインレッグは三相モーターに接続されます。

スイッチは、同じレッグ内の2つのスイッチが同時にオンにならないように制御されています。同時にON状態になると、DC電源が短絡する可能性があります。これにより、8つのスイッチングベクトルが生成されます。2つはゼロで、6つはスイッチングのアクティブなベクトルです。

単相AC電圧変換器の詳細は次のとおりです。

オン時間= 6分、オフ時間= 4分、周波数= 50Hz、および

電圧源V _O = 110V

以下を計算します。

トリガー角度α

Solution −

$T=2\times \left ( T_{ON}+T_{OFF} \right )$ だが $f=50Hz,$ $T=2\times \left ( 6+4 \right )=20mins$

$360^{\circ}=20min,$ $1min=18^{\circ}$

したがって、 $T_{OFF}=4min$

次に、

$$\alpha =\frac{4}{0.1}\times 1.8=72^{\circ}$$

電圧出力

Solution −

$$V_{0}=\left ( V_{S}\times D \right ),\quad where \quad D=\frac{T_{ON}}{T_{ON}+T_{OFF}}=\frac{6}{10}=0.6$$ $$T_{ON}=6min,\quad T_{OFF}=4 min,\quad V_{S}=110V$$ $$V_{0}\left ( Voltage Output \right )=V_{S}\times D=110\times 0.6=66Volts$$