Kademeli BJT Amplifikatör Yükü

Question

İlk düzenimde, 9.2k yük ile ~ 55 kazanç elde ediyorum (20mVpp giriş -> ~ 1.1Vpp çıkış).

Şu anki anlayışım, direnç yükünü 9.2k olarak sunulan başka bir şeyle (yani devrenin Rin'i) değiştirirsem aynı kazanıma sahip olması gerektiğidir. Bu yüzden onun yerine ALTload'u bağladım (aynı BJT amplifikatör devresinin 9.2k'lik Rin'e sahip bir kopyası) ancak devrede aynı noktada (C3'ten sonra) ne beklediğimi görmüyorum.

Varsayımımda / uygulamamda neyin kusurlu olduğu konusunda bana rehberlik eden var mı?

• Kazanç artmış gibi görünüyor - Neden?
• Üst tepe noktasının düzleşmesine neden olan şey - R5 / R6 voltaj bölücü ile 4,174 V'luk üst sınırı ayarlamasıyla bir ilgisi var mı? C3 kapasitörünün DC ofsetini 'sıfırlayacağını' ve 1.1Vpp'nin 4.174V + / 1 0.55V olacağını düşündüm.

şimdiden çok teşekkürler

Bilginize - Buradaki örneği büyük ölçüde izledim (sayfa 10 / slayt 19): Küçük Sinyal Modeli

GÜNCELLEME: Rin ~'in beklediğimle eşleştiğini bulmak için bu simülasyonu çalıştırdım:

GÜNCELLEME 2: Doğrusal olmayan kaynak akımını yorumlardan biri olarak göstermek için yukarıdaki devrenin geçici bir simülasyonu eklendi:

'Pek çok nedenden ötürü son derece doğrusal olmayan' ile kastedilen - Belki de bunu daha iyi anlamak için gidebileceğim ve daha ayrıntılı olarak okuyabileceğim belirli konular / kavramlar vardır?

Answer 1

İlk bakışta şematik olarak şöyle bir bakın:

^{bu devreyi simüle edin - CircuitLab kullanılarak oluşturulan şematik}

Bunları şu sırayla düşünüyorum:

1. AC topraklanmış yayıcı: Rasyonel bir tasarımcı ve pratik bir devre varsayarsak, bu muhtemelen bu aşamanın aksi takdirde bozulmuş çıkışını düzeltmek için kullanılan küresel NFB'nin olacağı daha büyük bir sistemin parçasıdır.
2. Temel bölücü çiftin sertliği yeterli olabilir.
3. CE aşaması: Bunlar genellikle bir amaç için özenle hazırlanmış olduklarından ve her halükarda neden önyüklenip başka şekilde değiştirilmediğinden 1. aşama olamaz. Rasyonel bir tasarımcının ve pratik bir devrenin 1 numaralı varsayımı artık olası değil. Bu bir ders kitabı CE aşamasıdır.
4. Sonuç: Bu bir eğitim devresidir.

Öyleyse eğitim amaçlı analiz edelim.

DC Çalışma Noktası

LTspice'in NPN BJT'si aşağıdaki anahtar model parametrelerine sahiptir: \$B_f=100\$(aka \$\beta_{_\text{DC}}\$) ve \$I_s=100\:\text{aA}\$. Bunlar, herhangi bir kolektör akımı (her halükarda aktif mod varsayılarak) ve birlikte tahmini çalışma noktası için taban verici voltajının oluşturulmasına yardımcı olur.

KVL'yi kullanarak, \ kullanarak bir ilk tahmin$V_\text{BE}=700\:\text{mV}\$verim \$I_\text{B}=\frac{V_\text{TH}-V_\text{BE}}{R_\text{TH}+\left(\beta+1\right) R_\text{E}}\approx 2.45\:\mu\text{A}\$. Bundan onu buluyorum \$V_\text{BE}=V_T \ln\left(\frac{I_\text{C}}{I_\text{SAT}}\right)\approx 742\:\text{mV}\$. Yeniden hesaplama, buluyorum \$I_\text{B}\approx 2.42\:\mu\text{A}\$. Bu noktada duruyorum. Tekrar edebilirim, ama bir anlamı yok. ( \$R_\text{TH}\$ve \$V_\text{TH}\$Thevenin eşdeğeri \$V_\text{CC}\$ tabanın direnç bölücü çifti aracılığıyla.)

Bir yan not olarak, LambertW veya sözde ürün günlüğü işlevi, kapalı bir çözüm oluşturmak için kullanılabilir. Burada \$I_T=\frac{V_T}{R_\text{TH}+\left(\beta+1\right) R_\text{E}}\$ve onu bul \$I_\text{B}=I_T\operatorname{LambertW}\left(\frac{I_\text{SAT}}{\beta\: I_T}e^{_{\left[\frac{V_\text{TH}}{V_T}\right]}}\right)\$. Bu doğrudan hesaplayacaktır \$I_\text{B}=2.4217833634\:\mu\text{A}\$aynı tahmini \$I_\text{B}\approx 2.42\:\mu\text{A}\$ yineleme olmadan bulunur.

Şimdi, bunu çözmek önemsizdir \$I_\text{C}\approx 242\:\mu\text{A}\$ve bu: \$V_{\text{C}_\text{Q}}\approx 6.676 \:\text{V}\$ve \$V_{\text{E}_\text{Q}}\approx 3.177 \:\text{V}\$. Bu, BJT'nin gerçekten aktif modda çalıştığını söylüyor. Yani bu iyi. Önceki tahmin göz önüne alındığında, \$V_\text{BE}\approx 742\:\text{mV}\$, bunu izler \$V_{\text{B}_\text{Q}}\approx 3.919 \:\text{V}\$.

Yüksüz AC Parametreleri

Aşağıdaki analizde, kapasitörlerin empedansını bir frekansta geçici olarak görmezden geleceğim ve bunun yerine onları AC kısa devre (sonsuz kapasitans) olarak ele alacağım.

Aktif modda kalmak için, kollektör voltajı temel voltajın altına inemez. 0. dereceden bir tahmin olarak bu, çıktının gerçekten aşağıya inemeyeceği anlamına gelir \$4\:\text{V}\$. Sakin nokta göz önüne alındığında, bu, AC tepeden tepeye yaklaşık \$5.5\:\text{V}_\text{PP}\$. (Bununla ilgili daha fazla bilgi daha sonra.) Henüz AC kazancını bilmiyoruz. Ama bunu sonradan bilmek güzel.

Çıkış empedansı \$Z_\text{OUT}=22\:\text{k}\Omega\$. (LTspice NPN modelinde Erken Etki yoktur, bu yüzden endişelenmemize gerek yoktur \$r_o\$Bundan, bir yükün eklenmesinden kaynaklanan herhangi bir voltaj kazancı kaybını hesaplayabiliriz.

Şimdi tahmin et \$r_e=\frac{V_T}{I_\text{E}}\approx 106\:\Omega\$. (Kapasitör bunu biraz değiştirir. Sonraki tartışmaya bakın.)

Giriş empedansı \$Z_\text{IN}=R_{\text{B}_1}\mid\mid R_{\text{B}_2}\mid\mid \left(\beta+1\right) r_e\approx 9.71\:\text{k}\Omega\$. Bunun çoğunun \ tarafından belirlendiğini unutmayın.$r_e\$ve BJT'ler \$\beta\$.

DC çalışma noktasında, yüksüz AC voltaj kazancı \$A_v=\frac{R_\text{C}}{r_e}\approx 207\:\frac{\text{V}}{\text{V}}\$. Bu sadece çok çok küçük AC giriş sinyalleri için geçerlidir - yayıcıyı fazla hareket ettirmeyenler.

Maksimum çıktı salınımının önceki tahmini ve bu yeni yüksüz tahmin göz önüne alındığında \$A_v\$, en büyük giriş sinyalinin yaklaşık olarak \$27\:\text{mV}_\text{PP}\$. Ancak, daha sonra tartışılacak olan bu son fikirle ilgili bir sorun var. Bu yüzden lütfen bu düşünceyi şimdilik tutun.

Kapasite Yeniden Ziyaret Edildi

Kondansatörlerin AC amaçları için ölü kısa devre olarak değerlendirileceği fikriyle yola çıktım. Ancak, hızlı bir kontrol etmeye değer. Bir \ kullanıyorsunuz$1\:\text{kHz}\$kaynak sinyali. Bundan, devrenizdeki üç kapasitörün tümü için bunu hesaplayabiliriz, \$X_C=\frac1{2\pi\,f\,C}\approx 15.9\:\Omega\$.

Daha önce hesaplanan giriş ve çıkış empedansları ile karşılaştırıldığında bu önemli değil. Ancak, \ ile karşılaştırıldığında biraz önemli görünmeye başlıyor.$r_e\$. Ancak, \$X_C\$\ ile dört evrede$r_e\$. Yani göründüğü kadar kötü değil. Yeni AC kazancı \$A_v=\frac{R_\text{C}}{\sqrt{r_e^2+X_C^2}}\approx 203\:\frac{\text{V}}{\text{V}}\$.

(Giriş empedansı üzerinde benzer şekilde küçük bir ayarlama etkisi vardır, ancak bunu daha fazla düşünmeniz için bırakacağım.)

Tam Yüklü Tek Kademeli

Bu noktada, LTspice'den ne beklememiz gerektiğini hesaplamak için giriş kaynağı empedansını ve çıkış yük empedansını uygulayabiliriz.

You have \$Z_\text{SRC}=1\:\text{k}\Omega\$ve \$Z_\text{LOAD}=9.2\:\text{k}\Omega\$. Böylece, aşağıdaki tam yüklü AC kazancını hesaplayabiliriz:

$$A_{v_\text{LOADED}}=\frac{Z_\text{IN}}{Z_\text{IN}+Z_\text{SRC}}\cdot A_v\cdot\frac{Z_\text{LOAD}}{Z_\text{LOAD}+Z_\text{OUT}}\approx 54.27$$

Bu sonuç, ilk cümlenizde bahsettiğiniz sonuçla örtüşüyor gibi görünüyor.

Çıktı Salınımı Tartışması

Daha önce, AC tepe-tepe çıkış voltajı salıncak hakkında geçemez bilgisayarlı etmişti \$5.5\:\text{V}_\text{PP}\$ bu özel tasarımda ve sonuç olarak maksimum giriş salınımı hakkında bir sonuç elde etti.

Ancak bunun gibi amplifikatörlerde önemli olan başka bir sorun daha var. Yayıcı akımı, kollektör voltajındaki bu kadar büyük değişikliklerle büyük ölçüde değişir. Bu büyük değişiklikler, benzer şekilde \$r_e\$ ve bu, yayıcı dejenerasyonu olmayan AC topraklamalı bir tasarım olduğundan, bu, bu devrenin AC voltaj kazancının, sinyalin kendisine ve aynı zamanda çalışma sıcaklığına büyük ölçüde bağlı olduğu anlamına gelir.

Bu nedenle, profesyonel bir tasarımın bu zorlukları düzeltmek için küresel NFB'yi (olumsuz geribildirim) içereceğinden bahsetmiştim. Bu olmadan, ya giriş sinyalinin voltaj büyüklüğünü daha da sınırlamanız ya da giriş sinyali gerçekten küçük bir değerden daha büyük olduğunda büyük distorsiyonu kabul etmeniz gerekir.

Gerilim kazancında% 10'luk bir değişimi kabul edebileceğinizi varsayalım. Sonra:

$$\begin{align*}\sqrt{\left[\frac{r_{e_\text{Q}}}{110\:\%}\right]^2+\left[\frac{X_C}{110\:\%}\right]^2-X_C^2} \le \:&r_e\le \sqrt{\left[r_{e_\text{Q}}\cdot 110\:\%\right]^2+\left[X_C\cdot 110\:\%\right]^2-X_C^2}\\\\&\text{or,}\\\\96.1\:\Omega\quad\quad \le\quad\: &r_e\quad\le\quad\quad 116.8\:\Omega\end{align*}$$

O, biz çıkış voltajı salıncak sadece olduğu kadar olabileceğini biliyorum \$1\:\text{V}_\text{PP}\$. (Bu değeri nasıl hesapladığımı çözebilmelisiniz.)

Dolayısıyla, daha önce hesaplanandan farklı olarak, bu bir \$5.5\:\text{V}_\text{PP}\$. Bunun yerine, AC voltaj kazancı değişimini yaklaşık% 10 içinde tutmak istiyorsanız, bu daha çok \$1\:\text{V}_\text{PP}\$!!!

2. Aşama Ekleme

Geriye kalan soru, ikinci bir aşama eklemekle ilgiliydi.

Evet, bir sonraki aşamayı \$Z_\text{IN}\$1. aşamanın test değeriyle aynı \$Z_\text{OUT}\$ o zaman sonraki aşamanın girişindeki AC sinyal büyüklüğünün değişmemesini beklersiniz.

2. aşamayı oluşturmak için bu 1. CE aşamasını kopyalayıp yapıştırdığınızı varsayalım.

Son bir AC voltaj kazancını hesaplama zahmetine zaten gittik: \$A_v\approx 203\$1. aşama için, girdi veya çıktı yükleme sorunlarını hesaba katmadan. 2. aşama aynı hesaplanmış, yüklenmemiş sonucu gösterecektir. Endişelenecek tek şey şimdi sinyalin sönümlendiği üç yeri hesaba katmaktır: 1. aşamaya kaynak girişinde, 1. ve 2. aşamalar arasındaki sinyali sıralamak ve ardından yüklenen çıkışı hesaba katmak.

$$A_{v_\text{TOTAL}}=A_{v_\text{UNLOADED}}^2\cdot\left[\frac{Z_\text{IN}}{Z_\text{IN}+Z_\text{SRC}}\right]\cdot\left[ \frac{Z_\text{IN}}{Z_\text{IN}+Z_\text{OUT}}\right]\cdot\left[ \frac{Z_\text{LOAD}}{Z_\text{LOAD}+Z_\text{OUT}}\right]\approx 3370$$

Bu, iki yüksüz AC voltaj kazanımının birleşik ürünleridir (bu nedenle kare faktör), ardından 1. aşamaya girişte zayıflama, iki aşama arasında meydana gelen zayıflama ve son olarak yükün neden olduğu zayıflama son aşamanın çıktısına uygulanır.

2. aşama çıktısının da öncekiyle aynı sınırlamalara sahip olduğunu bildiğimiz için, ilk tahminde bulunabilir ve giriş sinyalinin yaklaşık \$\frac{1\:\text{V}_\text{PP}}{A_v=3370}\approx 300\:\mu\text{V}_\text{PP}\$ (yine de% 10 AC voltaj kazanımı değişim kuralını kullanarak.)

Umarım bu, aşamaların nasıl birleştirileceğini anlamada biraz yardımcı olur.

2 Aşamalı Amplifikatör Sonuçlarının Doğrulanması

Bu noktada, LTspice'in yukarıdakilerin tümü hakkında söylediklerini görmeye değer. Her şeyi doğru anladım mı? Yoksa çok mu uzaktayım?

Bakalım.

Şemayı LTspice'e yerleştirdim. Şöyle görünüyor:

LTspice'den elde edilen sonuçlar \$A_v=3348.93\$bir süre boyunca entegrasyon gerçekleştirdiğimde \$100\:\text{ms}\$(100 döngü değerinde.) Bu değerin, gerilim kazancı değişimini nominal değerin% 10'u dahilinde tutmak için izin verilen maksimum giriş salınımı için olduğuna dikkat edin. LTspice'ı \ olan bir sinyali kullanarak yeniden çalıştırırsam$\frac13\$rd kadar, böylece voltaj kazancı değişimi çok daha sıkı bir şekilde kontrol edilir, o zaman \$A_v=3373.89\$ LTspice'den.

Yukarıda kullandığım manuel işlemin, LTspice'in bu devreyi simüle ederken mükemmel bir şekilde takip ettiği birçok ayrıntıyı göz ardı ettiği ve LTspice'in başa çıkması gereken yuvarlama / kesme sorunları olduğu göz önüne alındığında, karşılaştırmanın manuel işlemden iyi bahsettiğini düşünüyorum.

Aslında bunun şaşırtıcı bir sonuç olduğunu düşünüyorum! İki temel BJT model parametresini aldık, sadece iki ve bundan ve bazı temel teoriler, LTspice'in bize gösterdiklerinin% 0.1'i içinde bir voltaj kazancı sonucunu tahmin edebildiler.

Özet

Şimdi, bunu çok fazla yapmadan önce, şu konuda yanılıyorsak unutmayın: \$\beta\$(ki bu konuda yanılmak çok kolaydır) o zaman ortaya çıkan tahmin hatalı olacaktır ve gerçekleşen voltaj kazancı oldukça farklı olacaktır. Örneğin, yukarıdaki hesaplamaları \ kullanarak yeniden yaparsanız$\beta=300\$elde edilen kazancın \$A_v\approx 6700\$.

Bu tür AC topraklamalı CE BJT amplifikatörü, AC voltaj kazancında bu tür bir varyasyonu üretmekle ünlüdür. Yani yapan sadece değil \$A_v\$sinyale ve sıcaklığa göre değişir, ancak aynı zamanda BJT'lere göre de değişir \$\beta\$. (Daha çok \$\beta\$ile \$I_\text{SAT}\$, aslında.) \$A_v\$bu tür topolojide o kadar değişkendir ki, küresel NFB kullanımı, yönetilen bir devre için neredeyse bir gerekliliktir. Bunlardan birini bir şemada görürseniz, derhal tasarımcının sıcaklığı, sinyal girişini ve parça varyasyonlarını telafi etmek için bazı küresel NFB'leri de dahil ettiği yeri aramaya başlamalısınız. Neredeyse belirli bir gerekliliktir.

Şimdi, yukarıdaki tartışmada, \$A_v\$AC voltaj kazancı için bir sembol olarak. Ama gerçekten kastettiğim, açık çevrim AC voltaj kazancıdır. Bu, \ olarak belirtilir$A_{v_{_\text{OL}}}\$. Başka bir kavram daha var, \ olarak gösterilen kapalı döngü voltaj kazancı$A_{v_{_\text{CL}}}\$.

Başvurduğunuz küresel NFB yüzdesini biliyorsanız, o zaman:

$$A_{v_{_\text{CL}}}=\frac{A_{v_{_\text{OL}}}}{1+A_{v_{_\text{OL}}}\cdot B}$$

Nerede \$B\$ girdiye geri beslenen çıktının oranıdır.

Örneğin, yukarıdaki hesaplamalardan açık döngü 2 aşamalı kazancın \ olduğunu bulduğumuzu varsayalım.$3300 \le A_{v_{_\text{OL}}}\le 7000\$. Çıkış sinyalinin sadece% 0,2'sini girişe NFB olarak kullanırsak, kapalı döngü kazancının \ olduğunu buluruz.$430 \le A_{v_{_\text{CL}}}\le 470\$. Bu yalnızca sonucu yalnızca \$\beta\$varyasyonlar. Ancak sıcaklık ve sinyal varyasyonlarını dahil etseniz bile sonuç yine de oldukça sıkı ve öngörülebilir. Bu, küresel NFB'nin genellikle böyle devrelere dahil edilmesinin bir parçasıdır.

Evet, genel kapalı döngü AC voltaj kazancı, açık döngü AC voltaj kazancından daha düşüktür (yukarıdaki örnekte% 0,2 NFB ile gösterildiği gibi) Ancak tahmin edilebilir bir AC voltaj kazancı sağlama avantajı (ve dolayısıyla daha düşük bozulma) ) önemlidir ve genellikle küçük bir soruna değer.

Tek bir BJT aşaması içindeki yerel NFB, bir yayıcı dejenerasyon direnci kullanılarak da eklenebilir. Yalnızca tek bir BJT aşamasına sahip olacaksanız ve bu tek aşama için daha öngörülebilir bir AC voltaj kazancı istiyorsanız, o zaman bunu başarmanın yolu budur.

Ancak, çoğu zaman, bir tasarımcı bunun yerine mümkün olduğu kadar çok açık döngü kazancı sağlamayı seçecek ve ardından "tüm hataları düzeltmek" için bir araç olarak global NFB ekleyecektir .

Her biri önceki sinyali ters çeviren iki aşamalı durumunuzda, çıktınız neredeyse girişle aynı fazda olacaktır . Bu, çıktıyı alıp girdiye NFB sağlamasını sağlamak için çıktıyı tekrar ters çevirmeniz gerektiği anlamına gelir. Bunu başarmanın en basit yolu, başka bir aşamayı kopyalayıp sonuna yapıştırmak ve ardından son aşamanın toplayıcı çıkışından 1. aşama BJT'nin temel düğümüne bir seri kapasitör + direnç kullanmaktır. Üçüncü bir aşama eklediğinizde, açık döngü AC voltaj kazancı o kadar yüksek hale geldi ki, sonuçta ortaya çıkan kapalı döngü AC voltaj kazancı çok kararlı ve yine de çok büyük olabilir.

Eğer bir kapalı döngü AC gerilim kazancı istediğini varsayalım \$A_{v_{_\text{CL}}}=500\$. Açık döngü kazancı, bunun gibi üç aşamada birkaç yüzbinlerde olacaktır. Yani \$B\approx 0.002\$ve bu nedenle gerekli küresel NFB direnci kabaca olmalıdır \$470\:\text{k}\Omega\$. Kapalı devre AC voltaj kazancının da istenen değere çok yakın ve kararlı olacağını göreceksiniz.

(Tepeden tepeye çıkış gerilimi aralığı,% 10'dan fazla AC gerilim kazancı değişimini veya daha kötüsü, verici akımının sıfıra gitmesi nedeniyle olası nihai kırpılmayı önlemek için daha önce olduğu gibi hala sınırlıdır.)

İşte tam olarak önerdiğim gibi yaptığım hızlı bir yapıştırma:

LTspice diyor \$A_{v_{_\text{CL}}}=461\$. \ İle$100\le \beta\le 300\$(faktör 3 değişim), \$0.1\:\text{fA}\le I_\text{SAT}\le 100\:\text{fA}\$(3 büyüklük sırası), sinyal maksimumdan 3 büyüklükten daha az mertebeye kadar değişir ve sıcaklık \$-20^\circ\text{C}\$için \$55^\circ\text{C}\$, LTspice gösterir \$460.862 \le A_{v_{_\text{CL}}}\le 461.814\$. Bu \$\overline{A_{v_{_\text{CL}}}}=461.338\pm 0.1\%\$. Çoğu kullanım için yeterince kararlı. Bu aynı zamanda, çok sayıda açık döngü kazancı ile birlikte uygulandığında küresel NFB'nin gücüdür!

Answer 2

sinyalin kesilmesini önlemek için (voutput sinyali) <(Vdc olmalıdır), aksi takdirde, giriş sinyali güçlendirilecek, ancak sinyal kırpılacaktır. VO'yu etkileyen faktörler nelerdir? Cevap: giriş ve çıkış empedansı Yükteki direnç, çıkış empedansını artırır, bu da kazanç oranını kesinlikle değiştirir. Yaptığınız devreye ortak emitör amplifikatör devresi denir. Kaskad sistemler iki aşamalı amplifikatörlerden oluşur. Kademeli amplifikatörün kazanç oranını bulmak istiyorsanız, her aşamanın oranını çarpmanız gerekir.

Bu işi hobi olarak mı yoksa mühendislik öğrencisi olarak mı yapıyorsunuz? Açıkçası, sorgulama yeteneğini takdir ettim. Bu çalışmayı en ince ayrıntısına kadar öğrenmek istiyorsanız, Elektronik Cihazlar ve Devre Teorisi ve Elektronik Sanatı kitaplarını baştan sona okumanızı tavsiye ederim.

Answer 3

Burada gizli bir kazanç yok. Amplifikatörün giriş empedansı 9.3k@1kHz'den biraz daha büyük. (Daha iyi transistörüm var.)

İkinci transistörün tabanındaki RMS voltajı 3,91 V daha yüksektir (AC + DC). İkinci transistörün distorsiyonu 63mV giriş sinyalinde çok yüksektir.