Beban Amplifier BJT Bertingkat
Dalam tata letak pertama saya, dengan beban 9.2k saya mendapatkan keuntungan ~ 55 (20mVpp masuk -> ~ 1.1Vpp keluar).
Saya saat ini mengerti adalah bahwa jika saya mengganti beban resistor dengan sesuatu yang lain yang menyajikan 9.2k (yaitu Rin rangkaian) itu harus memiliki keuntungan yang sama. Jadi saya menghubungkan ALTload di tempatnya (salinan rangkaian penguat BJT yang sama yang memiliki Rin 9.2k) tetapi tidak melihat apa yang saya harapkan pada titik yang sama di rangkaian (setelah C3).
Adakah yang bisa membimbing saya tentang apa yang salah dalam asumsi / implementasi saya?
- Sepertinya keuntungannya meningkat - Mengapa?
- Apa yang menyebabkan puncak atas menjadi rata - Apakah ada hubungannya dengan pembagi tegangan R5 / R6 menetapkan batas atas @ 4.174V? Saya pikir kapasitor C3 akan 'mengatur ulang' offset DC dan 1.1Vpp akan menjadi 4.174V + / 1 0.55V?
Terima kasih banyak sebelumnya
FYI - Saya sebagian besar mengikuti contoh di sini (hal 10 / slide 19): Model Sinyal Kecil
PEMBARUAN: Saya menjalankan simulasi ini untuk menemukan Rin ~ cocok dengan apa yang saya harapkan:
PEMBARUAN 2: Menambahkan sim transien dari rangkaian di atas untuk menunjukkan arus sumber non-linier sebagai -per salah satu komentar:
Apa yang dimaksud dengan 'sangat non-linier karena berbagai alasan` - Mungkin ada topik / konsep tertentu yang dapat saya baca dan baca lebih lanjut untuk lebih memahami ini?
Jawaban
Pada pandangan pertama, lihat skema seperti ini:
mensimulasikan sirkuit ini - Skema dibuat menggunakan CircuitLab
Saya memikirkan hal-hal ini dalam urutan berikut:
- Pemancar ground AC: Dengan asumsi perancang rasional dan rangkaian praktis, ini mungkin adalah bagian dari sistem yang lebih besar di mana akan ada NFB global yang digunakan untuk memperbaiki keluaran yang terdistorsi dari tahap ini.
- Kekakuan dari pasangan pembagi alas mungkin tidak masalah.
- Tahap CE: Tidak bisa menjadi tahap pertama, karena itu biasanya dibuat dengan hati-hati untuk suatu tujuan dan dalam hal apa pun mengapa tidak di-bootstrap dan jika tidak dimodifikasi. Asumsi di # 1 dari perancang rasional dan rangkaian praktis sekarang tidak mungkin. Ini adalah tahap CE buku teks, sebagai gantinya.
- Kesimpulan: Ini adalah sirkuit pendidikan.
Jadi mari kita analisis untuk tujuan pendidikan.
Titik Operasi DC
NPN BJT LTspice memiliki parameter model kunci berikut: \$B_f=100\$(alias \$\beta_{_\text{DC}}\$) dan \$I_s=100\:\text{aA}\$. Ini membantu menetapkan tegangan basis-emitor untuk setiap arus kolektor (dengan asumsi mode aktif, bagaimanapun) dan bersama-sama perkiraan titik operasi.
Menggunakan KVL, perkiraan pertama menggunakan \$V_\text{BE}=700\:\text{mV}\$hasil \$I_\text{B}=\frac{V_\text{TH}-V_\text{BE}}{R_\text{TH}+\left(\beta+1\right) R_\text{E}}\approx 2.45\:\mu\text{A}\$. Dari sini, saya menemukan bahwa \$V_\text{BE}=V_T \ln\left(\frac{I_\text{C}}{I_\text{SAT}}\right)\approx 742\:\text{mV}\$. Menghitung ulang, saya menemukan \$I_\text{B}\approx 2.42\:\mu\text{A}\$. Pada titik ini, saya berhenti. Saya bisa mengulang, tapi tidak ada gunanya. (Perhatikan bahwa \$R_\text{TH}\$dan \$V_\text{TH}\$adalah Thevenin setara dengan \$V_\text{CC}\$ melalui pasangan pembagi resistor basis.)
Sebagai catatan tambahan, LambertW atau yang disebut fungsi log produk dapat digunakan untuk membuat solusi tertutup. Di sini, setel \$I_T=\frac{V_T}{R_\text{TH}+\left(\beta+1\right) R_\text{E}}\$dan temukan itu \$I_\text{B}=I_T\operatorname{LambertW}\left(\frac{I_\text{SAT}}{\beta\: I_T}e^{_{\left[\frac{V_\text{TH}}{V_T}\right]}}\right)\$. Ini akan langsung menghitung \$I_\text{B}=2.4217833634\:\mu\text{A}\$dari mana perkiraan yang sama dari \$I_\text{B}\approx 2.42\:\mu\text{A}\$ akan ditemukan tanpa iterasi.
Sekarang, mudah untuk mengetahui itu \$I_\text{C}\approx 242\:\mu\text{A}\$dan bahwa: \$V_{\text{C}_\text{Q}}\approx 6.676 \:\text{V}\$dan \$V_{\text{E}_\text{Q}}\approx 3.177 \:\text{V}\$. Ini mengatakan BJT benar-benar beroperasi dalam mode aktif. Jadi itu bagus. Mengingat perkiraan sebelumnya bahwa \$V_\text{BE}\approx 742\:\text{mV}\$, maka \$V_{\text{B}_\text{Q}}\approx 3.919 \:\text{V}\$.
Parameter AC yang Dibongkar
Dalam analisis berikut, saya akan sementara mengabaikan impedansi kapasitor pada beberapa frekuensi dan sebagai gantinya hanya memperlakukan mereka sebagai celana pendek AC (kapasitansi tak terbatas.)
Untuk tetap dalam mode aktif, tegangan kolektor tidak boleh di bawah tegangan basis. Sebagai perkiraan urutan ke-0, ini berarti output benar-benar tidak bisa di bawah sekitar \$4\:\text{V}\$. Mengingat titik diam, ini berarti AC puncak-ke-puncak tidak boleh melebihi sekitar \$5.5\:\text{V}_\text{PP}\$. (Lebih lanjut tentang ini, nanti.) Kami belum tahu keuntungan AC. Tapi senang mengetahui ini, untuk nanti.
Impedansi keluaran akan menjadi \$Z_\text{OUT}=22\:\text{k}\Omega\$. (Tidak Ada Efek Awal dalam model LTspice NPN, jadi kami tidak perlu khawatir tentang \$r_o\$.) Dari sini, kita dapat menghitung rugi tegangan apa pun karena penambahan beban.
Sekarang, perkirakan \$r_e=\frac{V_T}{I_\text{E}}\approx 106\:\Omega\$. (Kapasitor memodifikasi ini, sedikit. Lihat pembahasan nanti.)
Impedansi masukan adalah \$Z_\text{IN}=R_{\text{B}_1}\mid\mid R_{\text{B}_2}\mid\mid \left(\beta+1\right) r_e\approx 9.71\:\text{k}\Omega\$. Perhatikan bahwa sebagian besar ditentukan oleh \$r_e\$dan BJT \$\beta\$.
Pada titik operasi DC, penguatan tegangan AC yang dibongkar adalah \$A_v=\frac{R_\text{C}}{r_e}\approx 207\:\frac{\text{V}}{\text{V}}\$. Ini hanya berlaku untuk sinyal input AC yang sangat, sangat kecil - sinyal yang tidak banyak menggerakkan emitor.
Diberikan perkiraan sebelumnya ayunan keluaran maksimum dan perkiraan baru ini dibongkar \$A_v\$, kami dapat menebak bahwa sinyal input terbesar adalah sekitar \$27\:\text{mV}_\text{PP}\$. Namun, ada masalah dengan gagasan terakhir ini yang akan dibahas nanti. Jadi mohon tahan pikiran ini untuk saat ini.
Kapasitansi Ditinjau kembali
Saya mulai dengan gagasan bahwa kapasitor akan diperlakukan sebagai arus pendek untuk keperluan AC. Namun, ada baiknya memeriksa dengan cepat. Anda menggunakan \$1\:\text{kHz}\$sinyal sumber. Dari sini kita dapat mengetahui bahwa untuk ketiga kapasitor di sirkuit Anda, \$X_C=\frac1{2\pi\,f\,C}\approx 15.9\:\Omega\$.
Itu tidak signifikan jika dibandingkan dengan impedansi input dan output yang dihitung sebelumnya. Tapi ini mulai terlihat sedikit signifikan, jika dibandingkan dengan \$r_e\$. Namun, \$X_C\$berada di kuadratur dengan \$r_e\$. Jadi itu tidak seburuk kelihatannya. Penguatan AC baru adalah \$A_v=\frac{R_\text{C}}{\sqrt{r_e^2+X_C^2}}\approx 203\:\frac{\text{V}}{\text{V}}\$.
(Ada dampak penyesuaian kecil yang serupa pada impedansi input, tetapi saya akan membiarkannya untuk Anda pikirkan lebih lanjut.)
Tahap Tunggal Terisi Penuh
Pada titik ini kita dapat menerapkan impedansi sumber masukan dan impedansi beban keluaran untuk mengetahui apa yang diharapkan dari LTspice.
Anda memiliki \$Z_\text{SRC}=1\:\text{k}\Omega\$dan \$Z_\text{LOAD}=9.2\:\text{k}\Omega\$. Jadi, kita dapat menghitung penguatan AC yang dimuat penuh berikut ini:
$$A_{v_\text{LOADED}}=\frac{Z_\text{IN}}{Z_\text{IN}+Z_\text{SRC}}\cdot A_v\cdot\frac{Z_\text{LOAD}}{Z_\text{LOAD}+Z_\text{OUT}}\approx 54.27$$
Hasil tersebut tampaknya cocok dengan hasil yang Anda sebutkan di kalimat pertama Anda.
Diskusi Output Swing
Sebelumnya, kami telah menghitung bahwa ayunan tegangan keluaran puncak-ke-puncak AC tidak dapat melebihi sekitar \$5.5\:\text{V}_\text{PP}\$ dalam desain khusus ini dan menyimpulkan sesuatu tentang ayunan input maksimum sebagai konsekuensinya.
Tapi ada masalah lain yang penting dalam amplifier seperti ini. Arus emitor sangat bervariasi dengan perubahan besar pada tegangan kolektor. Perubahan besar ini menyiratkan perubahan besar yang serupa di \$r_e\$ dan, karena ini adalah desain berarde AC tanpa degenerasi emitor, ini berarti penguatan tegangan AC rangkaian ini sangat bergantung pada sinyal itu sendiri serta suhu pengoperasian.
Inilah mengapa saya menyebutkan bahwa desain profesional akan menyertakan NFB global (umpan balik negatif) untuk memperbaiki kesulitan ini. Tanpanya, Anda perlu membatasi lebih lanjut besarnya tegangan sinyal input atau Anda perlu menerima distorsi kotor ketika sinyal input lebih besar dari nilai yang benar-benar kecil.
Anggaplah Anda dapat menerima variasi 10% dalam penguatan tegangan. Kemudian:
$$\begin{align*}\sqrt{\left[\frac{r_{e_\text{Q}}}{110\:\%}\right]^2+\left[\frac{X_C}{110\:\%}\right]^2-X_C^2} \le \:&r_e\le \sqrt{\left[r_{e_\text{Q}}\cdot 110\:\%\right]^2+\left[X_C\cdot 110\:\%\right]^2-X_C^2}\\\\&\text{or,}\\\\96.1\:\Omega\quad\quad \le\quad\: &r_e\quad\le\quad\quad 116.8\:\Omega\end{align*}$$
Dari situ kita tahu bahwa ayunan tegangan keluaran hanya bisa sebesar \$1\:\text{V}_\text{PP}\$. (Anda harus bisa mengetahui bagaimana saya menghitung nilai itu.)
Jadi, tidak seperti yang dihitung sebelumnya, ini bukan batasan \$5.5\:\text{V}_\text{PP}\$. Sebaliknya, jika Anda ingin menjaga variasi penguatan tegangan AC sekitar 10%, maka itu lebih seperti \$1\:\text{V}_\text{PP}\$!!!
Menambahkan Tahap ke-2
Pertanyaan tersisa yang Anda miliki adalah tentang menambahkan tahap kedua.
Ya, jika Anda merancang tahap selanjutnya untuk memiliki \$Z_\text{IN}\$sama dengan nilai tes tahap pertama untuk \$Z_\text{OUT}\$ maka Anda akan mengharapkan besarnya sinyal AC pada input tahap berikutnya tidak berubah.
Misalkan Anda hanya menyalin dan menempelkan tahap CE pertama ini untuk membuat tahap kedua?
Kita sudah bersusah payah menghitung penguatan tegangan AC akhir sebesar \$A_v\approx 203\$untuk tahap pertama, tanpa memperhitungkan masalah pemuatan input atau output. Tahap ke-2 akan menunjukkan hasil yang sama, dihitung dan dibongkar. Satu-satunya hal yang perlu dikhawatirkan sekarang adalah memperhitungkan tiga tempat di mana sinyal diredam: pada input sumber ke tahap pertama, menyusun sinyal antara tahap pertama dan kedua, dan kemudian memperhitungkan keluaran yang dimuat.
$$A_{v_\text{TOTAL}}=A_{v_\text{UNLOADED}}^2\cdot\left[\frac{Z_\text{IN}}{Z_\text{IN}+Z_\text{SRC}}\right]\cdot\left[ \frac{Z_\text{IN}}{Z_\text{IN}+Z_\text{OUT}}\right]\cdot\left[ \frac{Z_\text{LOAD}}{Z_\text{LOAD}+Z_\text{OUT}}\right]\approx 3370$$
Itulah produk gabungan dari dua penguatan tegangan AC yang dibongkar (itulah sebabnya faktor kuadrat), diikuti oleh atenuasi pada input ke tahap pertama, atenuasi yang terjadi antara dua tahap, dan akhirnya oleh atenuasi yang disebabkan oleh beban. diterapkan pada keluaran tahap akhir.
Karena kita tahu bahwa keluaran tahap ke-2 memiliki batasan yang sama seperti sebelumnya, kita mungkin membuat tebakan pertama dan mengatakan bahwa sinyal masukan tidak boleh melebihi sekitar \$\frac{1\:\text{V}_\text{PP}}{A_v=3370}\approx 300\:\mu\text{V}_\text{PP}\$ (menggunakan aturan variasi penguatan tegangan AC 10%.)
Semoga ini sedikit membantu dalam memahami cara menggabungkan tahapan.
Validasi Hasil Amplifier 2 Tahap
Pada titik ini, ada baiknya melihat apa yang dikatakan LTspice tentang semua hal di atas. Apakah saya melakukan semuanya dengan benar? Atau apakah saya jalan, jauh dari dasar?
Ayo lihat.
Saya baru saja membuat skema menjadi LTspice. Ini terlihat seperti ini:
Hasil dari LTspice adalah \$A_v=3348.93\$ketika saya memilikinya, lakukan integrasi selama \$100\:\text{ms}\$(Nilai 100 siklus.) Perhatikan bahwa nilai ini untuk ayunan input maksimum yang diizinkan untuk menjaga variasi penguatan tegangan dalam 10% dari nominal. Jika saya menjalankan kembali LTspice menggunakan sinyal yang \$\frac13\$rd sebanyak itu, sehingga variasi penguatan tegangan jauh lebih terkontrol dengan ketat, maka saya mendapatkan \$A_v=3373.89\$ dari LTspice.
Mengingat bahwa proses manual yang saya gunakan di atas mengabaikan banyak detail yang LTspice lacak dengan sempurna saat mensimulasikan rangkaian ini dan bahwa LTspice memang memiliki masalah pembulatan / pemotongan yang harus diatasi, saya pikir perbandingan tersebut berbicara dengan baik tentang proses manual.
Saya sebenarnya berpikir ini adalah hasil yang mengejutkan! Kami mengambil dua parameter model BJT dasar, hanya dua, dan dari itu dan beberapa teori dasar dapat memprediksi hasil penguatan tegangan yang berada dalam 0,1% dari apa yang ditunjukkan LTspice kepada kami.
Ringkasan
Sekarang sebelum kita membuat terlalu banyak ini, perlu diingat bahwa jika kita salah tentang \$\beta\$(yang sangat mudah untuk salah) maka prediksi yang dihasilkan akan salah dan penguatan tegangan yang direalisasikan akan sangat berbeda. Misalnya, jika Anda mengulangi kalkulasi di atas menggunakan \$\beta=300\$Anda akan menemukan bahwa keuntungan yang dihasilkan mendekati \$A_v\approx 6700\$.
Jenis penguat BJT CE yang diarde AC ini terkenal karena menghasilkan variasi penguatan tegangan AC semacam ini. Jadi tidak hanya \$A_v\$bervariasi dengan sinyal dan suhu, tetapi juga bervariasi dengan BJT \$\beta\$. (Lebih dari itu dengan \$\beta\$daripada dengan \$I_\text{SAT}\$, faktanya.) Sejak \$A_v\$sangat bervariasi dalam topologi semacam ini, penggunaan NFB global hampir menjadi persyaratan untuk rangkaian yang dikelola. Jika Anda pernah melihat salah satunya dalam skema, Anda harus segera mulai mencari di mana perancang juga menyertakan beberapa NFB global untuk mengimbangi suhu, input sinyal, dan variasi bagian. Ini hampir merupakan persyaratan yang diberikan.
Sekarang, dalam pembahasan di atas, saya telah menggunakan \$A_v\$sebagai simbol penguatan tegangan AC. Tapi yang saya maksud sebenarnya adalah gain tegangan AC loop terbuka. Ini dilambangkan sebagai \$A_{v_{_\text{OL}}}\$. Ada konsep lain, penguatan tegangan loop tertutup, yang dilambangkan sebagai \$A_{v_{_\text{CL}}}\$.
Jika Anda mengetahui persentase NFB global yang Anda lamar, maka:
$$A_{v_{_\text{CL}}}=\frac{A_{v_{_\text{OL}}}}{1+A_{v_{_\text{OL}}}\cdot B}$$
Dimana \$B\$ adalah proporsi keluaran yang diumpankan kembali ke masukan.
Sebagai contoh, katakanlah dari perhitungan di atas kita menemukan bahwa gain 2-tahap loop terbuka adalah \$3300 \le A_{v_{_\text{OL}}}\le 7000\$. Jika kita menggunakan hanya 0,2% dari sinyal keluaran sebagai NFB ke masukan, maka kita menemukan gain loop tertutup adalah \$430 \le A_{v_{_\text{CL}}}\le 470\$. Itu hanya memprediksi hasil dengan hanya menggunakan \$\beta\$variasi. Tetapi bahkan ketika Anda memasukkan variasi suhu dan sinyal, hasilnya masih cukup ketat dan dapat diprediksi. Inilah bagian mengapa NFB global sering disertakan dengan sirkuit seperti ini.
Ya, gain tegangan AC loop tertutup secara keseluruhan kurang dari gain tegangan AC loop terbuka (seperti yang ditunjukkan dalam contoh di atas dengan 0,2% NFB.) Tetapi manfaat dalam menghasilkan penguatan tegangan AC yang dapat diprediksi (dan karena itu juga menurunkan distorsi ) adalah substansial dan biasanya sepadan dengan masalah kecilnya.
NFB lokal, dalam satu tahap BJT, juga dapat ditambahkan dengan menggunakan resistor degenerasi emitor. Jika Anda hanya akan memiliki satu tahap BJT dan Anda menginginkan penguatan tegangan AC yang lebih dapat diprediksi untuk satu tahap itu, maka itulah cara untuk mencapainya.
Tapi, lebih sering daripada tidak, seorang desainer malah akan memilih untuk hanya mencari gain loop terbuka sebanyak mungkin dan kemudian menambahkan NFB global sebagai sarana untuk "mengoreksi semua kesalahan."
Dalam kasus Anda dengan dua tahap, masing-masing membalikkan sinyal sebelumnya, keluaran Anda akan hampir sefase dengan masukan. Ini berarti bahwa untuk mengambil keluaran dan membuatnya memberikan NFB ke masukan, Anda harus membalik keluaran lagi. Cara termudah untuk mencapai ini adalah dengan menyalin dan menempelkan tahap lain ke ujung dan kemudian menggunakan kapasitor seri + resistor dari keluaran kolektor tahap terakhir ke simpul dasar dari BJT tahap pertama. Pada saat Anda menambahkan tahap ketiga, penguatan tegangan AC loop terbuka telah menjadi sangat tinggi sekarang sehingga penguatan tegangan AC loop tertutup yang dihasilkan sangat stabil dan masih bisa sangat besar juga.
Misalkan Anda menginginkan penguatan tegangan AC loop tertutup sebesar \$A_{v_{_\text{CL}}}=500\$. Penguatan loop terbuka akan mencapai beberapa ratus ribu dengan tiga tahap seperti ini. Jadi \$B\approx 0.002\$dan oleh karena itu resistensi NFB global yang dibutuhkan kira-kira harus \$470\:\text{k}\Omega\$. Dan Anda akan menemukan bahwa penguatan tegangan AC loop tertutup akan sangat dekat dengan nilai yang diinginkan dan juga stabil.
(Rentang tegangan keluaran puncak-ke-puncak masih terbatas, seperti sebelumnya, untuk menghindari variasi penguatan tegangan AC lebih dari 10% atau, lebih buruk, kemungkinan pemotongan akhir karena arus emitor menjadi nol.)
Berikut adalah tempelan cepat di mana saya melakukan persis seperti yang baru saja saya sarankan:
LTspice mengatakan \$A_{v_{_\text{CL}}}=461\$. Dengan \$100\le \beta\le 300\$(faktor 3 perubahan), \$0.1\:\text{fA}\le I_\text{SAT}\le 100\:\text{fA}\$(3 kali lipat perubahan), sinyal mulai dari maksimum turun hingga 3 kali lipat lebih kecil, dan suhu mulai dari \$-20^\circ\text{C}\$ke \$55^\circ\text{C}\$, LTspice menunjukkan \$460.862 \le A_{v_{_\text{CL}}}\le 461.814\$. Ini adalah \$\overline{A_{v_{_\text{CL}}}}=461.338\pm 0.1\%\$. Itu cukup stabil untuk sebagian besar penggunaan. Itu juga merupakan kekuatan NFB global bila diterapkan bersama dengan banyak dan banyak penguatan loop terbuka!
untuk menghindari pemotongan sinyal (sinyal voutput) <(harus Vdc), jika tidak, sinyal input akan diperkuat tetapi sinyal akan terpotong. Apa faktor-faktor yang mempengaruhi Vo? Jawaban: impedansi input dan output. Hambatan dalam beban, meningkatkan impedansi keluaran, yang pasti mengubah rasio gain. Rangkaian yang Anda bangun disebut rangkaian penguat common emitter. Sistem kaskade terdiri dari amplifier dua tahap. Jika Anda ingin mencari rasio penguatan penguat kaskade, Anda harus mengalikan rasio setiap tahap.
Apakah Anda melakukan pekerjaan ini sebagai hobi atau sebagai mahasiswa teknik? Jelas saya menghargai kemampuan bertanya Anda. Jika Anda ingin mempelajari karya ini dalam detail terbaik, saya sarankan membaca Perangkat Elektronik dan Teori Sirkuit serta buku Seni elektronik dari awal hingga akhir.
Tidak ada keuntungan tersembunyi di sini. Impedansi input penguat sedikit lebih besar dari 9,3k@1kHz. (Saya transistor yang lebih baik.)
Tegangan RMS di dasar transistor kedua adalah 3,91V lebih tinggi (AC + DC). Distorsi transistor kedua sangat tinggi pada sinyal input 63mV.