โหลดเครื่องขยายเสียง BJT แบบเรียงซ้อน
ในเลย์เอาต์แรกของฉันด้วยการโหลด 9.2k ฉันจะได้รับ ~ 55 (20mVpp in -> ~ 1.1Vpp out)
ปัจจุบันของฉันเข้าใจว่าถ้าฉันเปลี่ยนโหลดตัวต้านทานด้วยอย่างอื่นที่แสดงเป็น 9.2k (เช่นรินของวงจร) มันควรจะได้รับเท่ากัน ดังนั้นฉันจึงเชื่อมต่อ ALTload แทน (สำเนาของวงจรแอมพลิฟายเออร์ BJT เดียวกันที่มี Rin เท่ากับ 9.2k) แต่ไม่เห็นสิ่งที่ฉันคาดหวังที่จุดเดียวกันในวงจร (หลัง C3)
ใครช่วยแนะนำฉันเกี่ยวกับสิ่งที่มีข้อบกพร่องในสมมติฐาน / การนำไปใช้
- ดูเหมือนว่ากำไรจะเพิ่มขึ้น - ทำไม?
- อะไรทำให้จุดสูงสุดด้านบนแบนออก - มันมีอะไรเกี่ยวข้องกับตัวแบ่งแรงดัน R5 / R6 ตั้งค่าขีด จำกัด บนที่ 4.174V หรือไม่? ฉันคิดว่าคาปาซิเตอร์ C3 จะ 'รีเซ็ต' ออฟเซ็ต DC และ 1.1Vpp จะเป็น 4.174V + / 1 0.55V?
ขอบคุณมากล่วงหน้า
FYI - ฉันติดตามตัวอย่างส่วนใหญ่ที่นี่ (หน้า 10 / สไลด์ 19): Small Signal Model
UPDATE: ฉันใช้การจำลองนี้เพื่อค้นหา Rin ~ ตรงกับที่ฉันคาดไว้:
อัปเดต 2: เพิ่มซิมชั่วคราวของวงจรด้านบนเพื่อแสดงกระแสแหล่งที่มาที่ไม่ใช่เชิงเส้นตาม - ต่อหนึ่งในความคิดเห็น:
'ไม่เป็นเชิงเส้นสูงด้วยเหตุผลหลายประการ' หมายความว่าอะไร - บางทีอาจมีหัวข้อ / แนวคิดบางอย่างที่ฉันสามารถอ่านและอ่านรายละเอียดเพิ่มเติมเพื่อให้เข้าใจสิ่งนี้ได้ดีขึ้น
คำตอบ
เมื่อแรกเห็นดูแผนผังดังนี้:
จำลองวงจรนี้ - แผนผังที่สร้างขึ้นโดยใช้CircuitLab
ฉันคิดว่าสิ่งเหล่านี้ตามลำดับต่อไปนี้:
- ตัวปล่อยสายดิน AC: สมมติว่าเป็นนักออกแบบที่มีเหตุผลและวงจรที่ใช้งานได้จริงนี่อาจเป็นส่วนหนึ่งของระบบที่ใหญ่กว่าซึ่งจะมีการใช้ NFB ทั่วโลกเพื่อแก้ไขเอาต์พุตที่ผิดเพี้ยนของขั้นตอนนี้
- ความแข็งของคู่ตัวแบ่งฐานอาจไม่เป็นไร
- ขั้นตอน CE: ไม่สามารถเป็นขั้นตอนที่ 1 ได้เนื่องจากโดยปกติแล้วจะถูกสร้างขึ้นอย่างรอบคอบเพื่อจุดประสงค์และไม่ว่าในกรณีใดเหตุใดจึงไม่บูตและแก้ไขเป็นอย่างอื่น สมมติฐานที่ # 1 ของนักออกแบบที่มีเหตุผลและวงจรที่ใช้งานได้จริงไม่น่าเป็นไปได้ นี่คือขั้นตอน CE ของตำราเรียนแทน
- สรุป: นี่คือวงจรการศึกษา
ลองมาวิเคราะห์เพื่อการศึกษา
จุดปฏิบัติการ DC
NPN BJT ของ LTspice มีพารามิเตอร์โมเดลหลักดังต่อไปนี้: \$B_f=100\$(aka \$\beta_{_\text{DC}}\$) และ\$I_s=100\:\text{aA}\$. สิ่งเหล่านี้ช่วยสร้างแรงดันไฟฟ้าฐานปล่อยสำหรับกระแสสะสมใด ๆ (สมมติว่าเป็นโหมดแอคทีฟอยู่ดี) และรวมจุดปฏิบัติการโดยประมาณ
การใช้ KVL การประมาณการครั้งแรกโดยใช้\$V_\text{BE}=700\:\text{mV}\$ผลตอบแทน\$I_\text{B}=\frac{V_\text{TH}-V_\text{BE}}{R_\text{TH}+\left(\beta+1\right) R_\text{E}}\approx 2.45\:\mu\text{A}\$. จากนี้ผมพบว่า\$V_\text{BE}=V_T \ln\left(\frac{I_\text{C}}{I_\text{SAT}}\right)\approx 742\:\text{mV}\$. การคำนวณใหม่ฉันพบว่า\$I_\text{B}\approx 2.42\:\mu\text{A}\$. ณ จุดนี้ฉันหยุด ฉันสามารถทำซ้ำได้ แต่ก็ไม่มีประโยชน์ (โปรดสังเกตว่า\$R_\text{TH}\$และ\$V_\text{TH}\$เทียบเท่า Thevenin ของ\$V_\text{CC}\$ ผ่านคู่ตัวต้านทานตัวต้านทานฐาน)
ตามหมายเหตุด้านข้างสามารถใช้ฟังก์ชัน LambertW หรือที่เรียกว่า product-log เพื่อสร้างโซลูชันแบบปิดได้ ที่นี่ตั้งค่า\$I_T=\frac{V_T}{R_\text{TH}+\left(\beta+1\right) R_\text{E}}\$และพบว่า\$I_\text{B}=I_T\operatorname{LambertW}\left(\frac{I_\text{SAT}}{\beta\: I_T}e^{_{\left[\frac{V_\text{TH}}{V_T}\right]}}\right)\$. สิ่งนี้จะคำนวณโดยตรง\$I_\text{B}=2.4217833634\:\mu\text{A}\$ซึ่งค่าประมาณเดียวกันของ\$I_\text{B}\approx 2.42\:\mu\text{A}\$ จะพบได้โดยไม่ต้องทำซ้ำ
ตอนนี้มันน่ารำคาญที่จะทำงานออกว่า\$I_\text{C}\approx 242\:\mu\text{A}\$และนั่นคือ: \$V_{\text{C}_\text{Q}}\approx 6.676 \:\text{V}\$และ\$V_{\text{E}_\text{Q}}\approx 3.177 \:\text{V}\$. นี่บอกว่า BJT กำลังทำงานในโหมดแอคทีฟจริงๆ นั่นเป็นสิ่งที่ดี จากการประมาณการก่อนหน้านี้ว่า\$V_\text{BE}\approx 742\:\text{mV}\$เป็นไปตามนั้น\$V_{\text{B}_\text{Q}}\approx 3.919 \:\text{V}\$.
พารามิเตอร์ AC ที่ไม่ได้โหลด
ในการวิเคราะห์ต่อไปนี้ฉันจะเพิกเฉยต่ออิมพีแดนซ์ของตัวเก็บประจุชั่วคราวในบางความถี่และให้ถือว่าเป็นกางเกงขาสั้น AC แทน (ความจุไม่สิ้นสุด)
เพื่อให้อยู่ในโหมดแอคทีฟแรงดันไฟฟ้าของตัวสะสมจะต้องไม่ต่ำกว่าแรงดันไฟฟ้าฐาน ในฐานะที่เป็นค่าประมาณลำดับที่ 0 นั่นหมายความว่าผลลัพธ์ไม่สามารถไปต่ำกว่า\$4\:\text{V}\$. เมื่อพิจารณาถึงจุดนิ่งหมายความว่า AC สูงสุดถึงจุดสูงสุดต้องไม่เกินประมาณ\$5.5\:\text{V}_\text{PP}\$. (เพิ่มเติมเกี่ยวกับเรื่องนี้ในภายหลัง) เรายังไม่ทราบว่าอัตราขยาย AC แต่ก็ยินดีที่ได้ทราบเรื่องนี้ในภายหลัง
อิมพีแดนซ์เอาต์พุตจะเป็น\$Z_\text{OUT}=22\:\text{k}\Omega\$. (ไม่มีผลกระทบในช่วงต้นของโมเดล LTspice NPN ดังนั้นเราไม่จำเป็นต้องกังวลเกี่ยวกับ\$r_o\$.) จากนี้เราสามารถคำนวณการสูญเสียแรงดันไฟฟ้าใด ๆ เนื่องจากการเพิ่มภาระ
ตอนนี้ประมาณ\$r_e=\frac{V_T}{I_\text{E}}\approx 106\:\Omega\$. (ตัวเก็บประจุปรับเปลี่ยนสิ่งนี้เล็กน้อยดูการสนทนาในภายหลัง)
อิมพีแดนซ์อินพุตคือ\$Z_\text{IN}=R_{\text{B}_1}\mid\mid R_{\text{B}_2}\mid\mid \left(\beta+1\right) r_e\approx 9.71\:\text{k}\Omega\$. โปรดทราบว่าส่วนใหญ่กำหนดโดย\$r_e\$และ BJT ของ\$\beta\$.
ที่จุดปฏิบัติการ DC แรงดันไฟฟ้ากระแสสลับที่ไม่ได้โหลดคือ\$A_v=\frac{R_\text{C}}{r_e}\approx 207\:\frac{\text{V}}{\text{V}}\$. สิ่งนี้ใช้ได้กับสัญญาณอินพุต AC ที่เล็กมากเท่านั้น - สัญญาณที่ไม่ขยับตัวปล่อยมากนัก
ได้รับการประมาณการก่อนหน้าของการแกว่งผลผลิตสูงสุดและประมาณการใหม่ของถอด\$A_v\$เราสามารถเดาได้ว่าสัญญาณอินพุตที่ใหญ่ที่สุดน่าจะเกี่ยวกับ\$27\:\text{mV}_\text{PP}\$. อย่างไรก็ตามมีปัญหากับแนวคิดสุดท้ายนี้ซึ่งจะกล่าวถึงในภายหลัง ดังนั้นโปรดเก็บความคิดนี้ไว้ตอนนี้
กลับมาที่ความจุ
ฉันเริ่มต้นด้วยความคิดที่ว่าตัวเก็บประจุจะถือว่าเป็นกางเกงขาสั้นที่ตายแล้วสำหรับวัตถุประสงค์ของ AC อย่างไรก็ตามควรตรวจสอบอย่างรวดเร็ว คุณกำลังใช้\$1\:\text{kHz}\$สัญญาณต้นทาง จากสิ่งนี้เราสามารถสรุปได้ว่าสำหรับตัวเก็บประจุทั้งสามในวงจรของคุณ\$X_C=\frac1{2\pi\,f\,C}\approx 15.9\:\Omega\$.
นั่นไม่สำคัญเมื่อเทียบกับอิมพีแดนซ์อินพุตและเอาต์พุตที่คำนวณก่อนหน้านี้ แต่เริ่มดูมีนัยสำคัญเล็กน้อยเมื่อเปรียบเทียบกับ\$r_e\$. อย่างไรก็ตาม\$X_C\$อยู่ที่พื้นที่สี่เหลี่ยมจัตุรัสด้วย\$r_e\$. นั่นก็ไม่เลวร้ายอย่างที่คิด AC Gain ใหม่คือ\$A_v=\frac{R_\text{C}}{\sqrt{r_e^2+X_C^2}}\approx 203\:\frac{\text{V}}{\text{V}}\$.
(มีผลกระทบเล็กน้อยในการปรับค่าอิมพีแดนซ์อินพุต แต่ฉันจะปล่อยให้คุณคิดเพิ่มเติม)
โหลดเต็มขั้นตอนเดียว
ณ จุดนี้เราสามารถใช้อิมพีแดนซ์ของแหล่งอินพุตและอิมพีแดนซ์โหลดเอาต์พุตเพื่อหาสิ่งที่เราควรคาดหวังจาก LTspice
คุณมี\$Z_\text{SRC}=1\:\text{k}\Omega\$และ\$Z_\text{LOAD}=9.2\:\text{k}\Omega\$. ดังนั้นเราสามารถคำนวณกำไร AC ที่โหลดเต็มดังต่อไปนี้:
$$A_{v_\text{LOADED}}=\frac{Z_\text{IN}}{Z_\text{IN}+Z_\text{SRC}}\cdot A_v\cdot\frac{Z_\text{LOAD}}{Z_\text{LOAD}+Z_\text{OUT}}\approx 54.27$$
ผลลัพธ์นั้นดูเหมือนจะตรงกับผลลัพธ์ที่คุณพูดถึงในประโยคแรกของคุณ
การอภิปรายการแกว่งเอาท์พุท
ก่อนหน้านี้เราคำนวณว่าการแกว่งแรงดันไฟฟ้าขาออกสูงสุดถึงจุดสูงสุดของ AC ต้องไม่เกินประมาณ\$5.5\:\text{V}_\text{PP}\$ ในการออกแบบนี้โดยเฉพาะและสรุปบางสิ่งบางอย่างเกี่ยวกับการแกว่งอินพุตสูงสุดอันเป็นผลมา
แต่มีอีกปัญหาหนึ่งที่สำคัญในเครื่องขยายเสียงเช่นนี้ กระแสอีซีแอลแตกต่างกันอย่างมากตามการเปลี่ยนแปลงของแรงดันไฟฟ้าสะสม การเปลี่ยนแปลงขนาดใหญ่เหล่านี้บ่งบอกถึงการเปลี่ยนแปลงขนาดใหญ่ในทำนองเดียวกันใน\$r_e\$ และเนื่องจากนี่เป็นการออกแบบที่ต่อสายดิน AC โดยไม่มีการเสื่อมสภาพของตัวปล่อยหมายความว่าการได้รับแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับของวงจรนี้ขึ้นอยู่กับสัญญาณและอุณหภูมิในการทำงานเป็นอย่างมาก
นี่คือเหตุผลที่ฉันกล่าวว่าการออกแบบอย่างมืออาชีพจะรวม NFB ทั่วโลก (ข้อเสนอแนะเชิงลบ) เพื่อแก้ไขปัญหาเหล่านี้ หากไม่มีคุณอาจต้อง จำกัด ขนาดแรงดันไฟฟ้าของสัญญาณอินพุตเพิ่มเติมหรือมิฉะนั้นคุณต้องยอมรับการบิดเบือนขั้นต้นเมื่อสัญญาณอินพุตมีขนาดใหญ่กว่าค่าเล็กน้อยอย่างแท้จริง
สมมติว่าคุณยอมรับการเปลี่ยนแปลงของแรงดันไฟฟ้าที่ได้รับ 10% จากนั้น:
$$\begin{align*}\sqrt{\left[\frac{r_{e_\text{Q}}}{110\:\%}\right]^2+\left[\frac{X_C}{110\:\%}\right]^2-X_C^2} \le \:&r_e\le \sqrt{\left[r_{e_\text{Q}}\cdot 110\:\%\right]^2+\left[X_C\cdot 110\:\%\right]^2-X_C^2}\\\\&\text{or,}\\\\96.1\:\Omega\quad\quad \le\quad\: &r_e\quad\le\quad\quad 116.8\:\Omega\end{align*}$$
จากนั้นเรารู้ว่าการแกว่งของแรงดันไฟฟ้าขาออกสามารถมากถึง\$1\:\text{V}_\text{PP}\$. (คุณน่าจะหาวิธีคำนวณค่านั้นได้)
ดังนั้นไม่เหมือนกับที่คำนวณก่อนหน้านี้ไม่มีข้อ จำกัด ของ\$5.5\:\text{V}_\text{PP}\$. แต่ถ้าคุณต้องการคงรูปแบบการรับแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับให้อยู่ในช่วงประมาณ 10% ก็จะเป็นเช่น\$1\:\text{V}_\text{PP}\$!!!
การเพิ่มด่านที่ 2
คำถามที่คุณยังเหลืออยู่คือการเพิ่มขั้นตอนที่สอง
ใช่ถ้าคุณออกแบบขั้นตอนต่อไปให้มี\$Z_\text{IN}\$เช่นเดียวกับค่าการทดสอบขั้นที่ 1 สำหรับ\$Z_\text{OUT}\$ จากนั้นคุณคาดว่าขนาดสัญญาณ AC ที่อินพุตของขั้นตอนถัดไปจะไม่เปลี่ยนแปลง
สมมติว่าคุณแค่คัดลอกและวางขั้นตอน CE แรกนี้เพื่อสร้างขั้นตอนที่ 2?
เราได้ประสบปัญหาในการคำนวณการเพิ่มแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับสุดท้ายของ\$A_v\approx 203\$สำหรับขั้นตอนที่ 1 โดยไม่ต้องคำนึงถึงปัญหาการโหลดอินพุตหรือเอาต์พุต ขั้นตอนที่ 2 จะแสดงผลลัพธ์ที่คำนวณและไม่ได้โหลดเหมือนกัน สิ่งเดียวที่ต้องกังวลคือตอนนี้คำนึงถึงสามตำแหน่งที่สัญญาณถูกลดทอน: ที่อินพุตต้นทางไปยังขั้นตอนที่ 1 จัดระเบียบสัญญาณระหว่างขั้นที่ 1 และ 2 จากนั้นคำนึงถึงเอาต์พุตที่โหลด
$$A_{v_\text{TOTAL}}=A_{v_\text{UNLOADED}}^2\cdot\left[\frac{Z_\text{IN}}{Z_\text{IN}+Z_\text{SRC}}\right]\cdot\left[ \frac{Z_\text{IN}}{Z_\text{IN}+Z_\text{OUT}}\right]\cdot\left[ \frac{Z_\text{LOAD}}{Z_\text{LOAD}+Z_\text{OUT}}\right]\approx 3370$$
นั่นคือผลิตภัณฑ์รวมของการเพิ่มแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับที่ไม่ได้โหลดสองตัว (ซึ่งเป็นสาเหตุที่ทำให้เกิดปัจจัยกำลังสอง) ตามด้วยการลดทอนที่อินพุตไปยังขั้นตอนที่ 1 การลดทอนที่เกิดขึ้นระหว่างสองขั้นตอนและสุดท้ายโดยการลดทอนที่เกิดจากโหลด นำไปใช้กับผลลัพธ์ของขั้นตอนสุดท้าย
เนื่องจากเรารู้ว่าเอาต์พุตขั้นที่ 2 มีข้อ จำกัด เหมือนเดิมเราอาจเดาก่อนและบอกว่าสัญญาณอินพุตต้องไม่เกินประมาณ\$\frac{1\:\text{V}_\text{PP}}{A_v=3370}\approx 300\:\mu\text{V}_\text{PP}\$ (โดยใช้กฎการแปรผันของแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับ 10% อย่างไรก็ตาม)
หวังว่านี่จะช่วยได้เล็กน้อยในการทำความเข้าใจวิธีการรวมขั้นตอน
การตรวจสอบผลลัพธ์ของเครื่องขยายเสียง 2 ขั้นตอน
ณ จุดนี้มันคุ้มค่าที่จะได้เห็นสิ่งที่ LTspice กล่าวเกี่ยวกับสิ่งที่กล่าวมาทั้งหมด ฉันได้รับสิ่งที่ถูกต้องหรือไม่? หรือว่าฉันกำลังออกจากฐาน?
มาดูกัน.
ฉันเพิ่งปูแผนผังเป็น LTspice ดูเหมือนว่า:
ผลลัพธ์จาก LTspice คือ\$A_v=3348.93\$เมื่อฉันให้มันทำการรวมในช่วงเวลา\$100\:\text{ms}\$(มูลค่า 100 รอบ) โปรดทราบว่าค่านี้ใช้สำหรับการแกว่งอินพุตสูงสุดที่อนุญาตเพื่อให้การเปลี่ยนแปลงของแรงดันไฟฟ้าเพิ่มขึ้นภายใน 10% ของค่าเล็กน้อย หากฉันเรียกใช้ LTspice อีกครั้งโดยใช้สัญญาณที่เป็น\$\frac13\$rd เท่า ๆ กันเพื่อให้การแปรผันของแรงดันไฟฟ้าถูกควบคุมอย่างแน่นหนามากขึ้นจากนั้นฉันจะได้รับ\$A_v=3373.89\$ จาก LTspice
เนื่องจากกระบวนการแบบแมนนวลที่ฉันใช้ข้างต้นไม่สนใจรายละเอียดหลายอย่างที่ LTspice ติดตามอย่างสมบูรณ์แบบในขณะที่จำลองวงจรนี้และ LTspice มีปัญหาในการปัดเศษ / ตัดทอนที่ต้องรับมือฉันคิดว่าการเปรียบเทียบพูดถึงกระบวนการแบบแมนนวลได้ดี
ฉันคิดว่านี่เป็นผลลัพธ์ที่น่าประหลาดใจจริงๆ! เราใช้พารามิเตอร์โมเดล BJT พื้นฐานสองตัวเพียงสองตัวและจากนั้นและทฤษฎีพื้นฐานบางอย่างก็สามารถทำนายผลการเพิ่มแรงดันไฟฟ้าที่อยู่ภายใน 0.1% ของสิ่งที่ LTspice แสดงให้เราเห็น
สรุป
ตอนนี้ก่อนที่เราจะทำสิ่งนี้มากเกินไปโปรดจำไว้ว่าถ้าเราผิดเกี่ยวกับ\$\beta\$(ซึ่งมันง่ายมากที่จะผิด) จากนั้นการทำนายผลลัพธ์จะผิดพลาดและแรงดันไฟฟ้าที่ได้รับจะแตกต่างกันมาก ตัวอย่างเช่นหากคุณทำการคำนวณข้างต้นซ้ำโดยใช้\$\beta=300\$คุณจะพบว่ากำไรที่ได้นั้นใกล้เคียงกับ\$A_v\approx 6700\$.
แอมพลิฟายเออร์ CE BJT ที่ต่อกราวด์ AC ชนิดนี้มีชื่อเสียงในการผลิตรูปแบบนี้ในการรับแรงดันไฟฟ้า AC ดังนั้นไม่เพียง แต่ไม่\$A_v\$แตกต่างกับของสัญญาณและมีอุณหภูมิ แต่ก็ยังแตกต่างกันกับของ BJT \$\beta\$. (มากขึ้นด้วย\$\beta\$กว่าด้วย\$I_\text{SAT}\$ในความเป็นจริง) ตั้งแต่\$A_v\$เป็นตัวแปรในโทโพโลยีประเภทนี้การใช้ global NFB เกือบจะเป็นข้อกำหนดสำหรับวงจรที่มีการจัดการ หากคุณเคยเห็นสิ่งเหล่านี้ในแผนผังคุณควรเริ่มมองหาทันทีว่าผู้ออกแบบรวม NFB ทั่วโลกไว้ที่ใดบ้างเพื่อชดเชยอุณหภูมิอินพุตสัญญาณและการเปลี่ยนแปลงของชิ้นส่วน เกือบจะเป็นข้อกำหนดที่กำหนด
ตอนนี้ในการสนทนาข้างต้นฉันใช้\$A_v\$เป็นสัญลักษณ์สำหรับการเพิ่มแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับ แต่สิ่งที่ฉันหมายถึงจริงๆคือกำลังรับแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับแบบวงเปิด แสดงเป็น\$A_{v_{_\text{OL}}}\$. มีอีกแนวคิดหนึ่งคืออัตราขยายของแรงดันไฟฟ้าวงปิดซึ่งแสดงเป็น\$A_{v_{_\text{CL}}}\$.
หากคุณทราบเปอร์เซ็นต์ของ NFB ทั่วโลกที่คุณสมัครแล้ว:
$$A_{v_{_\text{CL}}}=\frac{A_{v_{_\text{OL}}}}{1+A_{v_{_\text{OL}}}\cdot B}$$
ที่ไหน\$B\$ คือสัดส่วนของเอาต์พุตที่ป้อนกลับไปยังอินพุต
ตัวอย่างเช่นสมมติว่าจากการคำนวณข้างต้นเราพบว่ากำไร 2 ขั้นตอนแบบเปิดคือ\$3300 \le A_{v_{_\text{OL}}}\le 7000\$. หากเราใช้เพียง 0.2% ของสัญญาณเอาท์พุตเป็น NFB ไปยังอินพุตเราจะพบว่าอัตราขยายวงปิดคือ\$430 \le A_{v_{_\text{CL}}}\le 470\$. นั่นเป็นเพียงการทำนายผลลัพธ์โดยใช้เพียง\$\beta\$รูปแบบต่างๆ แต่ถึงแม้ว่าคุณจะรวมการเปลี่ยนแปลงของอุณหภูมิและสัญญาณผลลัพธ์ก็ยังค่อนข้างแน่นและคาดเดาได้ นี่เป็นส่วนหนึ่งที่ว่าทำไม Global NFB จึงมักรวมอยู่ในวงจรเช่นนี้
ใช่กำลังรับแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับแบบวงปิดโดยรวมมีค่าน้อยกว่าการเพิ่มแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับแบบวงเปิด (ดังแสดงในตัวอย่างข้างต้นโดยมี NFB 0.2%) แต่ประโยชน์ในการให้แรงดันไฟฟ้ากระแสสลับที่คาดการณ์ได้ (และทำให้ความผิดเพี้ยนลดลงด้วย ) เป็นสิ่งสำคัญและมักจะคุ้มค่ากับปัญหาเล็กน้อย
นอกจากนี้ยังสามารถเพิ่ม NFB ในพื้นที่ภายในขั้นตอน BJT เดียวได้โดยใช้ตัวต้านทานการเสื่อมสภาพของตัวปล่อย หากคุณมีเวที BJT เพียงเวทีเดียวและคุณต้องการได้รับแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับที่คาดเดาได้มากขึ้นสำหรับขั้นตอนเดียวนั่นคือวิธีที่จะทำให้สำเร็จ
แต่บ่อยกว่านั้นนักออกแบบจะเลือกเพียงแค่ใช้ประโยชน์จาก open-loop gain ให้มากที่สุดเท่าที่จะเป็นไปได้จากนั้นจึงเพิ่ม global NFBเป็นวิธี"แก้ไขข้อผิดพลาดทั้งหมด"
ในกรณีของคุณที่มีสองขั้นตอนซึ่งแต่ละขั้นตอนกลับสัญญาณก่อนหน้านี้เอาต์พุตของคุณจะเกือบจะอยู่ในเฟสพร้อมกับอินพุต ซึ่งหมายความว่าในการรับเอาท์พุทและทำให้มี NFB ให้กับอินพุตคุณจะต้องกลับเอาต์พุตอีกครั้ง วิธีที่ง่ายที่สุดในการบรรลุเป้าหมายนี้คือการคัดลอกและวางขั้นตอนอื่นลงในตอนท้ายจากนั้นใช้ตัวเก็บประจุแบบอนุกรม + ตัวต้านทานจากเอาต์พุตของตัวรวบรวมขั้นสุดท้ายไปยังโหนดฐานของ BJT ขั้นที่ 1 เมื่อคุณเพิ่มขั้นตอนที่สามกำลังรับแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับแบบวงเปิดจะสูงมากจนในขณะนี้การรับแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับแบบวงปิดที่ได้นั้นเสถียรมากและยังมีขนาดใหญ่มาก
สมมติว่าคุณต้องการได้รับแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับแบบวงปิดของ\$A_{v_{_\text{CL}}}=500\$. อัตราขยายวงเปิดจะอยู่ในหลายแสนด้วยสามขั้นตอนเช่นนี้ ดังนั้น\$B\approx 0.002\$ดังนั้นความต้านทาน NFB ทั่วโลกที่จำเป็นควรมีค่าประมาณ\$470\:\text{k}\Omega\$. และคุณจะพบว่าค่าแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับแบบวงปิดจะใกล้เคียงกับค่าที่ต้องการมากและมีความเสถียรด้วย
(ช่วงแรงดันเอาต์พุตสูงสุดถึงจุดสูงสุดยังคง จำกัด เช่นเดิมเพื่อหลีกเลี่ยงความแปรผันของแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับมากกว่า 10% หรือที่แย่กว่านั้นคืออาจเกิดการตัดในที่สุดเนื่องจากกระแสอีซีแอลจะเป็นศูนย์)
นี่คือการวางอย่างรวดเร็วที่ฉันทำตามที่ฉันแนะนำ:
LTspice พูดว่า\$A_{v_{_\text{CL}}}=461\$. ด้วย\$100\le \beta\le 300\$(ปัจจัย 3 การเปลี่ยนแปลง), \$0.1\:\text{fA}\le I_\text{SAT}\le 100\:\text{fA}\$(3 คำสั่งของการเปลี่ยนแปลงขนาด) สัญญาณตั้งแต่สูงสุดถึง 3 คำสั่งของขนาดน้อยกว่าและอุณหภูมิตั้งแต่\$-20^\circ\text{C}\$ถึง\$55^\circ\text{C}\$, LTspice แสดงให้เห็นว่า\$460.862 \le A_{v_{_\text{CL}}}\le 461.814\$. นี่คือ\$\overline{A_{v_{_\text{CL}}}}=461.338\pm 0.1\%\$. มีความเสถียรเพียงพอสำหรับการใช้งานส่วนใหญ่ นั่นยังเป็นพลังของ NFB ระดับโลกเมื่อนำมาใช้ร่วมกับโอเพ่นลูปกำไรมากมาย!
เพื่อหลีกเลี่ยงการตัดสัญญาณ (สัญญาณ voutput) <(ต้องเป็น Vdc) มิฉะนั้นสัญญาณอินพุตจะถูกขยาย แต่สัญญาณจะถูกตัดออกปัจจัยที่มีผลต่อ Vo คืออะไร? คำตอบ: อิมพีแดนซ์อินพุตและเอาต์พุตความต้านทานในโหลดจะเพิ่มอิมพีแดนซ์เอาต์พุตซึ่งจะเปลี่ยนอัตราส่วนกำไรอย่างแน่นอนวงจรที่คุณสร้างเรียกว่าวงจรแอมพลิฟายเออร์ตัวปล่อยทั่วไป ระบบ Cascade ประกอบด้วยเครื่องขยายเสียงสองขั้นตอน หากคุณต้องการหาอัตราขยายของแอมพลิฟายเออร์แบบเรียงซ้อนคุณต้องคูณอัตราส่วนของแต่ละสเตจ
คุณทำงานนี้เป็นงานอดิเรกหรือเป็นนักศึกษาวิศวกรรม? เห็นได้ชัดว่าฉันชื่นชมความสามารถในการตั้งคำถามของคุณ หากคุณต้องการเรียนรู้งานนี้ในรายละเอียดที่ดีที่สุดขอแนะนำให้อ่านหนังสือ Electronic Devices and Circuit Theory และ Art of electronics ตั้งแต่ต้นจนจบ
ไม่มีกำไรที่ซ่อนอยู่ที่นี่ ความต้านทานอินพุตของเครื่องขยายเสียงมากกว่า 9.3k@1kHz เล็กน้อย (ฉันดีกว่าทรานซิสเตอร์)
แรงดัน RMS ที่ฐานของทรานซิสเตอร์ตัวที่สองสูงกว่า 3.91V (AC + DC) การบิดเบือนของทรานซิสเตอร์ตัวที่สองนั้นสูงมากที่สัญญาณอินพุต 63mV